时间：2023-12-27 15:51:36
关键词：混合动力；开关电源；单端反激
中图分类号：TP211+.4 文献标识码：A 文章编号：1005-2550（2017）03-0030-04
Design of Power Supply for an Automotive IGBT Drive
YANG Xian-guo， ZHANG Hong-xia， PENG Jin-cheng， ZHAO Wei
（ Dongfeng Motor Corporation Technical Center， Wuhan430058， China ）
Abstract： This paper introduce a single-end flyback converter with multiplexed output for IGBT drive. The design process and the specific of the circuit are introduce. The test indicates that this power has outstanding reliability， stability and lower ripple. This power fully comply with the requirements of the automotive IGBT driver.
Key Words： hybrid power； switching power supply； single-end flyback converter
引言
IGBT是目前混合恿ζ车高压混合动力系统中必须采用功率开关器件。IGBT栅极驱动对电压要求极为苛引 言刻，而汽车电气环境较为复杂。所以电源需要在宽电压环境中工作，且输入与输出必须隔离开来，必须具有高可靠性和高稳定性。单端反激式开关电源具有体积小、重量轻、效率高、结构简单等优点，非常适合用于设计功率器件的驱动电电源。
开关电源控制电路分为电流控制型和电压控制型。电压控制型控制电路是一个单闭环控制系统，控制过程中电源的电感电流未参与控制，是一个独立变量，开关变换器为有条件稳定二阶系统。电流控制型控制电路是一个电流、电压双闭环控制系统，电感电流不是一个独立的变量，开关变换器为一阶无条件的稳定系统，从而可以得到更大的开环增益和完善的小信号、大信号特征。为此本文选择流控型芯片LM3478设计了一款车载IGBT驱动电源。主要技术参数：输入8-16V直流，输出：4路输出（每路28V/0.16A），工作频率100KHz，输出纹波小于1%。
1 主电设计
1.1 主电路拓扑
主电路拓扑如图1所示。主电路采用单端反激式变换电路，+12V为电池直流经电源预处理后的输出电压，作为开关电源输入电压。开关电源分四路输出提供给IGBT驱动电路。
1.2 电源预处理电路设计
电源预处理电路如图2，是外部电源与内部电路的链接部分，它承担着减轻外部电源干扰和降低内部电源对外的传导干扰。在这一部分电路设计要针对性的考虑到企业标准相关试验要求，并作出详细的计算以满足电路设计要求。以静电保护电容为例，根据企业标准要求本设计所搭载控制器，需要进行最严酷静电试验为，带电25KV[1]。图2中电容C1、C2：470nF（100V）为ESD保护电容，计算如下：
由以上可知电源接入端口BAT+可以耐受25KV静电。
其中C1、C2在电路布局时还应当相对垂直布置，避免由于单方向震动引起电容同时失效而引发控制器着火。
1.3 变压器设计
变压器是开关电源最重要的组成部分，它对电源效率和可靠性，以及输出电源的电气特性都起到至关重要的作用。在设计时需要充分考虑功率容量、工作频率、输入输出电压等级和变化范围，铁芯材料和形状，绕组绕制方式，散热条件，工作环境等综合因素[3]。
根据技术指标要求，电源输出功率Pout为：
原边峰值电流为
式中Vin（min）为电源输入最低电压8V。
Ton取最大值0.5，初级电感量为Lpri：
初级匝数Npri为：
，取6。
AL为磁芯制造厂提供的一个气隙长度参数。这个参数是在磁芯上绕上1000匝的后的电感数据。根据磁芯生产商提供的磁芯和导线参数本设计中AL=10mH/1000，式中Lpri初级电感量单位为mH。
次级匝数Nsec为：
式?max中为最大占空比（反激式开关电源50%），VD 为次级整流二极管导通压降。
2 控制电路
2.1 PWM控制电路
本设计采用TI公司汽车级芯片LM3478作为开关电源控制器。LM3478是一个多用途底边开关电源NMOS控制器，可用于BOOST，flyback，SEPIC 等多种拓扑结构开关电源[4]。
PWM控制电路如图3所示，图中引脚8是电源输入端，芯片为宽电压输入，输入范围是3-40V，本设计中连接到电源预处理的输出端典型值为13.5V。引脚7连接电源频率配置电阻，根据使用手册提供的工作频率与阻值关系，本电源的工作频率为100KHz，R6配置为200KΩ。引脚2为补偿引脚，C6、R7构成补偿回路为控制电路提供补偿。引脚6为输出端，经过一个限流电阻（R4）限流后驱动功率MOSFET（Q2），为保护MOSFET，在引脚6并联一个电阻。
2.2 电压反馈电路设计
为了使多路电源输出一致性更好，和降低负载对反馈电源的影响。本设计采用独立回路进行电压反馈设计，反馈回路变压器绕组匝数Nfb为：
反馈电路通过外部分压连接到LM3478的FB引脚与内部基准电压1.26V进行比较。因为变压器原边与输出回路和反馈回路的绕组匝比固定，所以当输出回路电压升高，反馈回路的电压也会升高。反馈回路分压电阻分压就会高于1.26V，控制器将关断外部NMOS，缩短NMOS导通时间以降低电压。
2.3 电流反馈控制电路设计
LM3478电流控制通过在电流环内串联电阻的方式，将电流信号转换为电压信号，从控制器引脚ISEN引入控制器内部，与LM3478电流控制基准电压vsense进行比较，当ISEN脚上电压高于基准电压vsense时控制器将关断开关管，起到限流和过流保护作用。
本设计的最大电流限值为原边最大电流与原边电感最大纹波电流之和。对于本设计原边最大电流为Ipk。根据LM3478使用手册，RSENSE计算如下：
DMAX式中为0.5，vsense、vsL、vsL可从LM3478 使用手册中查询相关数值和公式。
3 测试结果
本设计集成在IGBT驱动电路中，在典型电压值9V、13.5V、18V下分别测试本开关电源的轻载和满载（用大电阻模拟负载）情况下的相关参数。表1和表2为典型测试值示例，测试表明电源输出符合设计要求。
图4为输入13.5V满载时开关MOSFET栅源级波形，图中可以看出满载情况下占空比小于50%，电路工作在完全能量转换状态下，满足设计要求。D5为开关MOSFET漏源电压，从图（a）中可以看出在开关管关闭、次级线圈电流为零时原边的电压在理论上应该降为零，实际上却发生了震荡。原因是当变压器释放完所有能量，电源开关管的漏源级电压会降到输入电压值的电平上。这一转变激发了原边吸收电容与原边电感的谐振回路，从而产生了一个衰减的振荡波形，并持续到开关管下次导通。这一振荡波形会影响电路的EMI特性，需要调整吸收电路电容使振荡波的频率低于电源开关频率，得到如图（b）的波形。
4 结束语
本文设计的反激式开关电源，具有体积小、重量轻、输出电压纹波小、稳定性好等优点，本设计应用在基于英飞凌HP2 IGBT驱动电路中，所搭载控制器通过了DV、PV测试，并成功应用于东风某ISG车型中。在开关电源设计过程中会遇到很多问题，比如变压器啸叫、开关管过热等，这些问题需在测试过程中不断总结和整改，器件参数也需要在测试过程中不断调整，如文中所提到的吸收电路的调整。同时PCB布局对电源的品质和可靠性影响很大，如文中提到的防静电电容布置。所以在原理设计完成后要仔细阅读相关企业标准和芯片PCB Layout指导手册，以降低不恰当的布板对电源造成不利影响。
参考文献：
[1]EQC-1204-2007 电气和电子装置环境的基本技术规范电气特性， 2007.
[2]王志强.开关电源设计第二版[M].北京：电子工业出版社， 2005.
[3]徐德鸿.开关电源设计指南[M].北京：机械工业出版社， 2004.
【关键词】硬件电路;原理图设计;PCB设计;设计需求
Abstract：Hardware is an important part of the circuit system.The rationality of the hardware circuit design will influence the performance of the system.This paper elaborates the processes and methods of hardware circuit design starting from anglicizing the Design process of hardware circuit，and points out the problems and solutions in the design process.It has the practical significance for hardware circuit design.
Keywords：Hardware circuit;Schematic design;PCB design;The design requirements
前言
随着集成电路设计与制造技术的不断发展，电路系统的功能越来越强大，组成却越来越简单，软件设计的重要性逐渐提高，但硬件电路设计的重要性不容忽视。软件设计得再完美，若硬件电路设计不合理，系统的性能将大打折扣，严重时甚至不能正常工作。
硬件电路的设计一般分为设计需求分析、原理图设计、PCB设计、工艺文件处理等几个阶段，本文主要阐述各阶段的设计流程与方法。
1.设计需求分析
硬件电路的设计需求是基于项目或控制平台的系统需求，设计需求的合理分析是选用电路核心元器件及其典型电路的关键。硬件电路的通用设计需求有应用环境、面积/体积限制、电源、功耗等，此外功能不同电路需求也不同。以某控制平台典型电路为例，设计前必须关注的需求如表1所示。
表1 某控制平台典型电路的设计需求
典型电路 设计需求
主控制电路 I/O口数量、数据宽度、通讯方式、电源等
数字量输入电路 输入点数、额定输入电压、输入电流、噪声容限、是否隔离、隔离电压等
数字量输出电路 输出点数、额定负载电压、输出类型、输出节点容量等
模拟量输入电路 输入类型与等级、精度要求、频率等级、输出类型等
模拟量输出电路 输入位数、精度要求、输出类型、驱动能力等
光纤输入电路 传输带宽、频率、输出接口类型、逻辑关系等
光纤输出电路 输入接口类型、频率、传输带宽、输出接口类型、逻辑关系等
脉冲功率放大电路 逻辑关系、驱动电源、驱动能力等
通讯电路 通讯接口、通讯协议、传输速率、ESD能力等
2.原理图设计
原理图设计是硬件电路设计的核心，合适的器件选型、必要的计算分析以进行参数搭配、仿真工具的运用与验证等是其常用工作流程，最终通过绘制原理图将这些技术用图形化语言表达出来。
2.1 元器件选型
元器件的选型是原理图设计过程中的一个重要环节。元器件是否合理、优质选用，将直接影响整个硬件电路的性能和可靠性，也关系到产品后期的使用与维护。
在选用元器件时，应根据电路功能要求确定元器件的关键参数，表2中给出了常用元器件选型时需要关注的参数，此外还应考虑元器件工作的可靠性、成本、供货周期等因素。
表2 常用元器件的关键参数
常用元器件 关注的参数
电阻 阻值、功率、误差、裕量等
电容 容量、耐压值、工作频率、裕量等
发光二极管 正向电流、光体颜色、正向压降等
稳压二极管 稳压值、稳定电流、精度、功率等
AD芯片 位数、采样速率、单/双极性、带宽、管脚定义、电源、串/并行、封装、典型电路等
晶振 频率范围、电源电压、工作电压、封装等
电源模块 输入/输出类型、输出功率、稳压系数等
数字IC 电源电压、逻辑关系、噪声容限等
传感器 输入/输出类型、精度、线性度等
存储器 电源电压、存储容量、最大时钟频率、访问速度、擦写次数、接口电路等
CPLD 电源电压、逻辑单元数、管脚数、最大时钟频率、接口电路等
MCU或DSP I/O口数量、片内ROM和RAM类型及大小、片上外设类型及数量、体积、功耗等
2.2 绘制原理图
在确定好元器件型号后，就可使用EDA工具软件绘制电路原理图。在绘制过程中应该注意以下问题：
（1）对于初次使用的元器件，一定要查看元器件手册，弄清楚其关键参数、封装、推荐电路等。
（2）尽量使用或借鉴成熟电路，对于不成熟电路要多测试。
（3）按照信号流向绘制原理图。对于复杂电路，可根据功能模块分多张sheet绘制，并给出必要的文字说明。
（4）网络名称的命名尽量遵循信号的含义，以增加原理图的可读性。
（5）综合考虑PCB性能和加工的效率选择电路加工流程。因为少一个工艺流程，可以有效缩短硬件电路的加工时间。加工工艺的优选顺序为：元器件面单面贴装元器件面贴、插混装双面贴装元器件面贴插混装、焊接面贴装。
（6）原理图绘制完成后要编译。这样可以检查出很多问题，如缺少网络标号、信号源属性错误等。
（7）在原理图编译通过后，需要生成网络表。这是原理图到PCB的一个必要环节，如果原理图存在错误，网络表是无法成功导入PCB中的。
3.PCB设计
PCB设计是以电路原理图为依据实现硬件电路的功能，此外还应满足可生产性、可测试性、安规、EMC、EMI等技术规范要求，以构建产品的工艺、技术、质量和成本优势。
3.1 制作物理边框
封闭的物理边框是PCB设计的基本平台，对后续的自动布局和布线起着约束作用。绘制物理边框时一定要精确，以免出现安装问题。使用圆弧边框可以减少应力导致PCB板断裂的现象，也能避免尖脚划伤人员。
3.2 引入元器件和网络
引入元器件和网络是将原理图中的元器件和网络等信息引入到物理边框内，为布局和布线做准备。在更新PCB之前，应确认原理图中与PCB关联的所有元器件的封装库均可用。
3.3 元器件布局
元器件的布局与布线对产品的寿命、稳定性、电磁兼容等都有很大的影响。布局常用的规则有：
（1）元器件的放置顺序。先放置与电路结构有关的需固定位置的元器件，如电源插座、指示灯、开关、连接件等，最好将其位置锁定，以免被误移动;再放置电路中的特殊元器件，如发热元件、大体积元件、IC等;最后放置小元件。
（2）元器件的安放位置。首先应考虑特殊元器件的安放位置，例如发热元件要尽量靠边放置以便散热，且不宜集中放置，并远离电解电容;去耦电容要尽量靠近IC的电源管脚，并力求与电源和地之间形成的回路最短。其次应考虑信号的隔离问题，例如高电压、大电流的强信号与低电压、小电流的弱信号应完全分开;模拟信号与数字信号分开;高频信号与低频信号分开等。非特殊元器件的布局应使总的连线尽可能短，关键信号线最短。结构相同的电路可采用对称式设计以提高设计效率、减小出错率，并节省调试时电路的辨识时间。布局应留有足够的工艺边，以免干涉PCB板的正常传送。
（3）元器件的放置方向。在设计许可的条件下，同类元器件应按相同方向排列，相同封装的元器件等距离放置，以便元件贴装、焊接、测试和返修。
3.4 电路板布线
合理的布线可以有效减少外部环境对信号的干扰以及各种内部信号之间的相互干扰，提高设备运行的可靠性，同时也便于查找故障原因和维护工作，提高产品的可用性。布线常用的规则有：
（1）布线的位置。布线应尽量走在焊接面;模拟部分和数字部分的地和电源应分开布线;大电流、高电压信号与小信号之间应注意隔离;尽量少用过孔、跳线;布线也应留有足够的工艺边。
（2）布线的宽度与长度。除地线外，在同一块PCB板上导线的宽度应尽可能均匀一致，避免突然变粗或变细。电源线和地线的宽度要求可以根据1mm的线宽最大对应1A 的电流来计算，电源和地构成的环路应尽量小;由于：
b：线宽，d：厚度，l：长度，因此在可能的条件下电路的连线应尽量短，这样有利于降低线路阻抗，也可减弱由于连线引起的各种干扰效应。
（3）布线的角度。布线时应避免锐角、直角，宜采用135°或圆角布线。
3.5 工艺文件处理
布线完成后，需要对个别元器件、布线和文字的位置和大小等进行调整完善，以便进行生产、调试和维修。然后进行覆铜，推荐采用接地覆铜方式。其次核对网络是否与原理图一致，最后还可使用软件仿真功能对电路进行调试。
4.结论
总之，硬件电路设计过程中的每一个细节都可能成为导致设计成功与失败的关键。作为电路设计的硬件工程师，必须努力积累经验，不断创新，才能设计出具有推动性的产品。
参考文献
[1]朱铭锆.DSP系统硬件设计（二）――DSP系统硬件原理图、PCB设计和系统调试技巧[J].今日电子，2003（09）.
关键词：声光控制；照明；电路；设计
近些年来，节能减排是我国倡导的发展观念。而避免资源浪费不仅是我国各行业企业需要做的工作，还应该落实及贯彻到各类生活场景中。过去阶段，我国学校、工厂、小区等场所因为夜晚照明灯常亮造成大量电能损失。而手控照明灯的引用虽然有效降低了夜晚照明灯使用的电能，但存在一定的不变。随着科学技术的不断发展，现如今已经研发出一种声光控制照明电路，该电路的设计突破了传统的照明控制方法，并带来了质的飞跃。
1声光控制照明电路设计意义
过去阶段，我国公共照明灯一般都采用手动式的开关方式。如在住宅小区的楼梯过道中，夜晚居民想要打开灯光还需触碰开关装置，这样就会给夜晚视力不好的居民带来一些困扰。还有在一些厂区、学校等地，夜晚路灯彻夜不关，这就会带来能源上的浪费。再到后来，出现了声控灯，这种照明电路的设计虽然为夜晚行人带来了方便，但其存在一个弊端，就是白天时候也受声音影响而开灯。人们为解决这一问题只好定时定点的开关总电源，这样一来，虽然起到了节能目的，但为加大了管理负担。而声光控制照明电路的设计，可有效改善上述所有问题。通过声源和光源的双重控制，为照明设备的使用和管理带来很大便捷。同时，该照明电路应用范围也很广泛，只要不是封闭场所，大多都可以使用。
2基于电子技术的声光控制照明电路总方案设计
声光照明电路总方案设计的原理：首先，在该电路接收到声信号时，会由声电装换装置把声信号改变为电信号。此时的电信号相对薄弱且频率不一致，所以会经过放大电路和处理电路的加工，使之成为频率一致且适用于控制电路的控制信号。其次，在这一过程中，当电路接收到的光信号相对薄弱时，该部分的控制会打开，且受光信号的影响一直处于恒定状态。此时，该电路的整体开关就受到声源的影响。反之，若处于白天时，电路接收到的光信号强烈，会关闭光控部分，此时声控部分则无法发挥控制作用。所以，该电路的原理是以光信号作为基础条件，以声信号来进行控制。声光控制照明电路的的设计刚好满足使用者对声光控制照明设备的使用需求.即在白天或太阳光较亮时，人们可视性较高，则不需要照明。这时，电路受光源影响处于限制状态，不会因为接受来的声音而亮灯。在夜晚太阳光微弱时，人们视力受黑暗的影响，看不清周围食物，所以这时需要照明设备。该电路在夜晚时处于可触发状态，受声音影响开关，人们只需要发出脚步声或其他声音，就可以打开照明设备。在没有声音时及开启一定时间之后，该设备自动关闭。
3各电路设计
3.1电源电路电流电路的设计需要保证电路正常工作及满足声光控制照明电路工作原理，同时还需要保证电流电路整体结构简单化，不可过于复杂。要满足以上条件，可从电流电路中降压器、稳压器、整流器以及滤波器这四个装置的选用着手。其中降压装置选用的是稳压二极管。在输出稳压直流后需要经过降压电容器（C1）、全桥整流器（QD）以及滤波电容（C2）后，在经过稳压二极管（DW）进行稳压，从而得到稳定的、满足照明电路需要的电压。电源电路的各类元器件及参数的选择需要结合电路的实际需求。首先，通过计算得出，全桥整流器（QD）应该选用型号为1A300V的二极管。其次稳压二极管的选用可根据声光控制照明电路稳压直流电源电压，该电压而+9V，所以可选用型号为2CW57的稳压二极管，这个型号的稳压二极管稳定电压为8.5V到9.5V，所以符合电路需求。再次，降压电容器（C1）的选用型号需要根据电源电压。合理情况下，降压电容器的耐压值应该是电源电压的两倍以上，如400V及400V以上耐压的电容器则可适用。最后，滤波器的型号选择可根据RC时间常数大于3到5倍电源半周期这一原理进行选择。3.2信号放大电路信号放大线路的设计可分为拾音器和放大器两个部分。在压电蜂鸣器（拾音装置）选择上，要保证内部压电陶瓷片灵敏性较高，并且价格不贵，从而保证整体电路的灵敏。拾音器可选用电压蜂鸣器HTD35A-1这个型号的装置，该型号装置采集到声音之后，会通过压电陶瓷片的绕曲变形产生微弱的电效应。这时，电信号在通过电路进入直藕式音频放大器，使这个电信号放大。同时，再经过T3时，对产生倒向放大，从而触发单稳态电路。3.3控制电路声光控制照明电路的控制电路图。555是时基电路，它的四角受到光敏三极管不同阻抗的改变来控制高低电平，而光敏三极管阻抗的变化受光源强弱的影响，具体可分为以下两种情况：（1）强制复位状态。在白天光敏三极管感受较大光照时，单稳态触发器会应较大阻抗的影响，造成输出低电平，这就就处于强制复位状态。在强制复位状态下，555不会产生翻转置位，所以声光控制照明不会发亮。（2）在夜晚光敏三极管感受光照小，则单稳态触发器受到的阻抗就小，则输出高电平，555处于单稳态触发状态。而如果此时拾音器接收到了声音，产生了声信号，通过加工形成极大电流，并触发单稳触发器，改变555状态，产生翻转置位，使可控硅触发倒通，这样一来声光控制照明就会亮，并保持一定时间段，即120S。在该电路中，各类元器件的选择要符合声光控制照明电路的特点，所以单稳态触发电路中的定时原件应该满足灯光持续120S这一需求。而三极管可选用型号3DK2。改电路电容为滤波电容，所以C9应按选用小电容，如0.01μ。3.4光电传感器电路光电传感器电路设计也要满足该照明电路的需求。如对光源的敏感程度、光谱响应范围灯，只有贴切实际选用最为合适的，才能使声光控制照明设备正常使用。如光敏三极管的选用型号可为3DU5，该型号的光敏三极管的光谱响应范围正好符合需求，电压工作范围也在6V到8V之间。
4总结
声光控制照明电路为人们夜间生活带来很大便捷，并发挥着节省电能源的作用。并且，声光控制照明电路可完全自动化开关，节省了人力。这种自动化的操作模式及节省能源的设计理念，正是二十一世纪时展的产物。该电路的设计过程需要结合声光控制原理及电路特性，各元器件的选择也要满足实际需求，只有这样，才能确保声光控制照明电路能够正常使用。
参考文献
[1]贺廉云.基于电子技术的声光控制照明电路设计[J].电子世界,2014,(21):27-27,32.
[2]李素平.声光控制延时开关电路系统设计[J].电子世界,2016,(13):197,199.
[3]李桂兰.声光控制路灯电路的设计[J].电子制作,2013,(7):17.
[4]黄程云,韩哲.智能照明节电控制新技术[J].节能技术,2013,31(6):572-574.
[5]李桂兰.声光控制路灯电路的设计[J].电子制作,2013,(6):23.
【关键词】铁路 沙盘 控制电路 设计与实现
2015年，我单位在陕西铁路职业技术学院实训基地安装了一套铁路智能化沙盘系统，由于本套设备需要与相关的沙盘道岔、信号机和轨道电路等信号设备产生联锁关系。因此，提出了电路的设计和实现方案，满足了沙盘设备调试和信号联锁实验的要求。
1沙盘道岔控制电路
1.1设计思路
道岔控制电路对应每组道岔各设一套，由启动电路和表示电路两部分组成。启动电路在原定型电路的基础上，1DQJ 采用缓放型继电器，将1DQJ 前线圈1、2短接，利用 1DQJ3―4 线圈从励磁转为落下的缓放时间使道岔转换到位。由于1DQJ3―4线圈缓放时间大于0.4 秒，电动转辙机（电磁铁）动作时间小于 0.2秒，故可满足道岔转换的要求以保证道岔转换到位。
将电磁铁并接在 X1、 X2、X4上 ，利用2DQJ的前接点接通道岔的定位转换电路，使道岔转向定位；利用 2DQJ 的后接点接通道岔的反位转换电路，使道岔转向反位。
将道岔动作电源由原直流 220V 改为直流12V。电磁铁共用线必须为正电源，所以须将道岔动作的电源正负极性互换。
1.2道岔控制电路动作原理
1.2.1进路操纵道岔时控制电路的动作
以单动道岔启动电路为例分析其动作原理。图1为道岔在定位状态 ，当将该道岔选至反位时 FCJ吸起检查进路解锁后 ，由 FCJ 第六组前接点将1DQJ的励磁电路接通。1DQJ 的励磁电路是：KZ―CA61― 63 ―SJ81― 82 ―1DQJ3― 4 ―2DQJ141― 142 ―CAJ11― 13 ―FCJ61― 62 ―KF。
1DQJ 励磁后 ，用其前接点构成 2DQJ 的转极，转极后用2DQJ 第四组接点切断1DQJ 的励磁电路。2DQJ 转极电路是：KZ―1DQJ 41 ― 42 ―2DQJ 2 ― 1 ―CAJ 11 ― 13 ―FCJ 61 ― 62 ―KF。由于 1DQJ 吸起和 2DQJ 转极 ，电磁铁通电将道岔从定位转至反位，0.4秒后自动切断道岔动作电源，1DQJ 落下接通道岔反位表示电路。电磁铁供电电路为：DF12V―RD1 ―1DQJ 1 ― 2短接 ―1DQJ 12 ― 11 ―2DQJ 111 ― 113 ――外线 X2―电磁铁 ―外线 X4―1DQJ21 ― 22―2DQJ121―123―DZ12V。若要再将道岔转回定位，只需选路时 DCJ 吸起，则 1DQJ 又励磁，2DQJ 的 3 ―4 线圈接通又转极，电磁铁X1、X4通电将道岔转至定位，1DQJ 落下接通道岔定位表示电路。
1.2.2单独操纵道岔时控制电路的动作
单独操纵道岔时，启动电路的动作与进路操纵时一样 ，只是负电源为条件电源，由 CAJ 前接点将其接入 1DQJ 和 2DQJ 电路中，使它们励磁、转极，并启动道岔转换。
2沙盘轨道控制电路
2.1设计思路
因沙盘轨道电路无法采用闭路式轨道电路，故采用JRXC-13微型继电器与室内JZXC-480继电器进行转接。设计思路如下：无车时，轨道480继电器利用微型继电器的11-13接点构通电路；有车时，利用机车轮对短路，使微型继电器吸取，微型继电器吸取后，使轨道480继电器落下。
2.2轨道控制电路原理
轨道480继电器采用GJZ12V、GJF12交流电源，在分线盘上将轨道电路每个区段的一根线封连在一起，接入GJZ12V电源，每个区段的另一根线分别接入相应区段的微型继电器接点。沙盘一根钢轨接入GZ12V直流电源，另一根钢轨分区段分别接入相应的微型继电器线包，微型继电器另一个线包接入GF12V直流电源。电路原理图见图2。
需注意：一送多受区段，因受沙盘长度限制，道岔区段总长度只有400mm，岔后部分长度不到200mm，尤其是渡线道岔，岔后长度不到100mm。机车由于有一对橡皮轮对，无法压轨，根据以往经验都是按一送一受处理。
3 沙盘信号机控制电路
3.1设计思路
采用LED模型信号机点灯电路，包括灯丝继电器电路和相应的信号灯电路。灯丝继电器电路或通过灯丝继电器触点组的转换、或通过列车信号组合中的列车信号继电器LXJ和调车信号组合中的调车信号继电器DXJ的两组接点的转换，使其线圈分别与各信号灯电路串接后接通信号机点灯电路电源。点灯变压器采用点灯单元，放在组合架组合内，沙盘信号机的配线是直接从沙盘放线至组合架侧面的点灯单元配线上。
关键词：非接触式；感应电能传输；松耦合；系统设计
引言
接触式电能传输通过插头—插座等电连接器实现电能传输，在电能传输领域得到了广泛使用。但随着用电设备对供电品质、安全性、可靠性等要求的不断提高，这一传统电能传输方法所固有的缺陷，已经使得众多应用场合不能接受接触式电能传输，迫切需要新颖的电能传输方法[1]。
在矿井、石油钻采等场合，采用接触式电能传输，因接触摩擦产生的微小电火花，就很可能引起爆炸，造成重大事故[2]。在水下场合，接触式电能传输存在电击的潜在危险[3]。在给移动设备供电时，一般采用滑动接触供电方式，这种方式在使用上存在诸如滑动磨损、接触火花、碳积和不安露导体等缺陷[4][5]。在给气密仪器设备内部供电时，接触式电能传输需要采用特别的连接器设计，成本高且难以确保设备的气密性[6]。
为了解决传统接触式电能传输不能被众多应用场合所接受的问题，迫切需要一种新颖的电能传输方法。于是，非接触式感应电能传输应运而生，成为当前电能传输领域的一大研究热点。本文首先给出了这种新颖电能传输方法的基本原理，分析了影响系统电能传输的关键因素；接着围绕着提高系统电能传输效率和减小供电电源的电压电流定额的要求，针对不同应用场合，对原副边进行了相应的补偿设计；对系统的稳定性和可控性问题进行了讨论。最后，基于以上分析，给出非接触式感应电能传输系统的一般设计方法。
1非接触式感应电能传输系统
非接触式感应电能传输系统的典型结构如图1所示。系统由原边电路和副边电路两大部分组成。原边电路与副边电路之间有一段空隙，通过磁场耦合相联系。原边电路把电能转换为磁场发射，经过这段气隙后副边电路通过接受装置，匝链磁力线，接受磁场能量，并通过相应的能量调节装置，变换为应用场合负载可以直接使用的电能形式，从而实现了非接触式电能传输（文中负载用电阻表示以简化分析）。磁耦合装置可以采用多种形式。基本形式如图2(a)原边绕组和副边绕组分别绕在分离的铁芯上；图2(b)原边采用空芯绕组，副边绕组绕在铁芯上；图2(c)原边采用长电缆，副边绕组绕在铁芯上。
在该非接触式感应电能传输系统中，原副边电路之间较大气隙的存在，一方面使得原副边无电接触，弥补了传统接触式电能传输的固有缺陷。另一方面较大气隙的存在使得系统构成的磁耦合关系属于松耦合（由此，这种新颖电能传输技术通常也称为松耦合感应电能传输技术，记为LCIPT），漏磁与激磁相当，甚至比激磁高，限制了电能传输的大小和传输效率。为此，通常需要在原副边采用补偿网络来提升电能传输的大小和传输的效率，同时减小电源变换器的电压电流应力。而且在该系统的分析中，因磁耦合装置为松耦合，因此，通常用于磁性元件分析的变压器模型不再适用，必须采用耦合电感模型分析该系统中的电磁关系，同时考虑漏感和磁化电感对系统工作的影响。
图3给出磁耦合装置采用耦合电感模型的系统等效电路图。原副边磁耦合装置的互感记为M。
设原边用于磁场发射的高频载流线圈通过角频率为ω，电流有效值为Ip的交流电。根据耦合关系，副边电路接受线圈中将会感应出电压
Voc=jωMIp（1）
相应的，诺顿等效电路短路电流为
式中：Ls为副边电感。
若副边线圈的品质因数为Qs，则在以上参数下，副边线圈能够获得的最大功率为
从式(3)可以看出，提高电能传输的大小可以通过增大ω，Ip，M和Qs或减小Ls。但受应用场合机械安装和成本限制，LCIPT系统中，M值一般较小，而且一旦磁耦合装置设计完成后，M和Ls的值就基本固定了。能够作调整的是乘积量(ωIp2Qs)。从工程设计角度考虑，在参数选择设计中，Qs一般不会超过10，否则系统工作状态将对负载变化、元件参数变化和频率变化非常敏感，系统很难稳定。由此对传输电能大小调节余度最大的是乘积ωIp2。从该关系式可见频率与发射电流的关系：提高频率ω，可以减小原边电流Ip，反之亦然。在传输相等电能及其它相关量不变情况下，采用高频的LCIPT系统与采用低频的LCIPT系统相比，所需的发射电流大大降低，电源变换器电流应力及系统成本大大降低。因而LCIPT比较适合采用高频系统。但限于目前功率电子技术水平和磁场发射相关标准，系统频率受到限制。根据应用场合的不同，系统采用的频率范围一般在10kHz～100kHz之间。
图4
2系统补偿
2.1副边补偿
在松耦合感应电能传输系统中，若副边接受线圈直接与负载相连，系统输出电压和电流都会随负载变化而变化，限制了功率传输。
为此，必须对副边进行有效的补偿设计。如图4所示，基本的补偿拓扑有电容串联补偿和电容并联补偿两种形式。
在电容串联补偿电路中，副边网络的阻抗为
输出功率为
当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感抗与容抗互消，为纯电阻，输出电压与负载无关，等效于输出电压为副边开路电压的恒压源，理论上电能传输不受限制。
电容并联补偿电路副边网络的导纳为
输出功率为
式中：Isc为副边短路电流。
当补偿电容Cs取值满足与副边电感Ls在系统工作频率处谐振时，副边网络感纳与容纳互消，为纯电导，输出电流与负载无关，等于副边短路电流，理论上电能传输不受限制。
为使副边谐振频率为系统频率，补偿电容的取值应满足式(5)和式(7)中的虚部为零。
在松耦合感应电能传输系统中，副边电路对原边电路的工作的影响，可以用副边电路反映至原边电路的反映阻抗Zr来表示。
式中：Zs对应副边网络阻抗，见式(5)和式(7)，反映阻抗结果列于表1中(ω0为系统频率)。
表1原副边采取不同补偿拓扑时的补偿电容及反映阻抗值
副边补偿拓扑
副边补偿电容Cs值
副边电路反映至原边的阻抗
电阻电抗
电容串联补偿
1/(ω02Ls)
(ω02M2)/R
电容并联补偿
1/(ω02Ls)
(M2R)/Ls2
－(ω02M2)/Ls
2.2原边补偿
LCIPT系统中，原边载流线圈中流过有效值较高的高频电流，可直接采用PWM工作方式的变换器获得这一高频电流，变换器的电压电流定额较高，系统成本高。为此，必须采取必要的补偿措施，来有效降低变换器电压电流定额。与副边补偿相似，根据电容接入电路的连接方式，也可采用串联补偿和并联补偿两种基本补偿电路。
在电容串联补偿电路中，电源的负载阻抗为
电容电压补偿了原边绕组上的电压，从而降低了电源的电压定额。
在电容并联补偿电路中，电源的负载导纳为
电容电流补偿了原边绕组中的电流，从而降低了电源的电流定额值。设计时保证式（10）和式（11）的虚部在系统谐振频率处为零，可以有效降低电源的电压电流定额，使得电压电流同相位，输入具有高功率因数。其结果列于表2中。
原边采取何种补偿电路，对应用场合的依赖性很大。当原边采用较长电缆时，电缆端电压会很高，适合采用串联补偿，降低电源电压应力；当原边采用集中绕组时，为了磁场发射需要，一般要求较高电流，适合采用并联补偿，降低电源电流应力[7]。
3系统稳定性和控制
LCIPT系统中，原副边都采用电容补偿时，系统是一个四阶系统，在某些情况下，会出现分歧现象[8]。特别是在原边电路的品质因数Qp比副边电路的品质因数Qs小，或两者相当时，系统很可能不稳定，此时必须对系统进行透彻的稳定性分析。同时，在LCIPT系统中，控制方案的合理选择对系统稳定和电能传输能力非常关键。目前，常采用两种基本控制方案：恒频控制和变频控制[9]。
恒频控制有利于电路元件的选择，但恒频控制对应的问题是，电路实际工作中电容不可避免地会因为损耗产生温升，导致电容量下降，副边实际工作谐振频率会升高，原副边电路不同谐，使得电能传输受损[10]。变频控制可以通过实时控制原边谐振频率，使其跟踪副边谐振电路频率，使得原副边电路同谐，获得最大电能传输。但在变频控制中，电源输入电压和输入电流相角与频率之间的关系很可能出现分歧现象，引起系统不稳定。为此，必须对原副边的品质因数加以严格限制。
4LCIPT系统设计
对于紧耦合感应电能传输系统，原副边的电能关系可以近似用原副边匝比变换关系来表示，因而其系统设计可以分为三个独立部分：原边电路、紧耦合磁件、副边电路，分别进行设计。紧耦合磁件的设计也有较成熟的设计步骤可依。
但在松耦合感应电能传输系统中，原副边电路的工作依赖性很大，如式(3)所示，原副边的电能传输关系由多个变量决定，这些变量必须根据现有功率电子水平，及相关设计经验初选一些值，然后根据相关公式进行下一步计算，确定参数。在整个设计过程中，所出现的多个变量都必须进行选择，而这些变量并非孤立的，而是相互之间都存在着一定的制约关系。因而，松耦合感应电能传输系统的设计比紧耦合感应电能传输系统要复杂得多。这里把松耦合感应电能传输系统中出现的每个变量的含义，及选取方法做一说明，并绘成相应的流程图，如图5所示，以便理解。设计步骤如下。
4.1选择频率
选择系统工作频率是LCIPT系统设计的第一步，从式(3)可以看出，频率大小的选取，与电源的复杂程度、成本及系统电能传输大小有密切关系。要综合考虑应用场合对系统体积重量要求、目前功率电子水平及相关系统的设计经验来选取频率。就目前功率电子水平及系统成本考虑，选择10kHz～100kHz之间的频率比较合理。随着功率电子水平的不断进步，系统频率可望进一步提高，从而使得系统体积更小、重量更轻。
4.2选择松耦合感应装置
紧耦合感应装置（如广泛采用的变压器）的结构一般受限于现有的铁芯结构，因而结构形式有限。但松耦合感应装置却不受铁芯结构限制，根据各种应用场合的需要，可能会出现多种结构形式。在很大程度上，这些松耦合感应装置要依靠相关的设计经验来选择。确定松耦合感应装置结构后，要标定一些基本的参数，如原副边线圈电感量、耦合系数、互感等。
4.3选择原边电流Ip
在LCIPT系统中，传输电能大小、原边电源变换器的成本都与用于磁场发射的原边电流Ip直接相关。一般从相对较小的电流值开始选取Ip，从而对应电源的低电流应力。若经计算后，这一Ip电流值不满足系统电能传输要求，可进一步增大电流值，再进行计算验证，直至系统设计满足要求。
4.4确定(VocIsc)值
根据所选择的电磁装置，在原边电流为所选Ip时，测试出副边接受线圈的开路电压Voc和短路电流Isc。确定这一乘积(VocIsc)也可以用一个与设计的接受线圈同匝数的小尺寸接受线圈来完成，避免因为接受线圈电流定额不够而返工。当然，也可采用相应的电磁场仿真软件包进行模拟设计。但仿真设计过程比较复杂[11]。
4.5确定副边补偿
4.5.1副边补偿等级
副边电路不加补偿时，负载能够获得的最大功率传输等于(VocIsc/2)[11]。如果负载所需功率值超过这一值，则副边需要采用补偿电路，副边电路的品质因数可用式（12）计算。
式中：P为至负载的传输功率。
从而副边所需要的V·A定额为
如果副边实际的VA定额高于式(13)的计算值，系统就可以传输所需的功率。反之，该设计不能传输所需功率P，必须对设计作出相应的调整来增加功率传输能力。一般可以考虑以下4种途径：
——加粗接受线圈绕组线径或增大铁芯截面积；
——增大原边电流；
——改进电磁装置的耦合程度，提高互感值M；
——适当提高系统频率。
第1种方案增加了副边的成本；第2种方案增加了原边的成本；第3种方案增加了松耦合感应装置的成本；第4种方案受现有功率电子技术的限制。实际设计中，应综合考虑性能和成本选择性价比最好的方案作为最优设计。
4.5.2副边补偿拓扑
当副边VA定额满足设计要求后，下一步就应当确定副边补偿具体采用的拓扑形式。补偿拓扑的选择依赖于具体的应用场合。并联补偿对应电流源特性，适合于电池充电器等场合；串联补偿对应于电压源特性，适用于电机驱动供电等场合。
4.6确定原边补偿
副边补偿设计完成后，设计原边补偿。根据已知的原边电流和松耦合感应装置原边绕组电感量，可以确定原边绕组端电压。从而计算出原边VA定额，用实际传输功率除以这一VA定额，可以得到原边品质因数Qp的大小。如前所述，原边补偿电路形式也取决定于应用场合。当原边采用较长电缆时，适合采用串联补偿；当原边采用集中绕组时，适合采用并联补偿。
4.7系统稳定性和控制性核查
最后一步要对系统稳定性和控制性进行核查，这是系统能否在实际应用场合被采用的最关键的一步。如上所述，若Qp<Qs必须对系统进行透彻的稳定性分析。若系统不能保证在所有工作情况下控制稳定，就必须对系统参数进行调整。常用的方法包括增大原边电流、改进松耦合感应装置的结构或改变系统频率等。
关键词:供配电系统；供电负荷；供电方式；故障分析
Abstract: highway, the power distribution system for is for highway facilities such as along: surveillance, communication, charge system equipment, maintenance service facilities and road lighting service, the objective in the safety of the power to ensure that its, reasonable and reliability, ensure the safety of expressway and unobstructed, economic, quick, comfortable, and other comprehensive benefit maximum. This paper discusses the highway for distribution system concept, basic requirements of the power supply system and a highway of power supply load calculation and class divide, and power supply system design according to the problems in the common faults and put forward elimination method.
Keywords: for distribution system; Power supply load; Power supply mode; Failure analysis
中图分类号：TM 文献标识码：A 文章编号：
1 基本概念
高速公路供配电系统是采用集中或相对集中供电,所用电源从发电厂或从附近地区的高压电网引出10kW或35kW高压送至高速公路自己的变电所,用低压变压器产生220V或380V的供电电压,然后再由低压配电屏及输电线送至有关用电设备。高速公路所用电能,除了少数外场监控设备外,绝大部分都是交流电,有些外场设备所用直流电也是利用整流设备把交流电转变为所需直流电。
2 供配电系统结构图
图1供配电系统结构图
结构图见图1,从结构图分析可知:当市电停电或出现故障不能正常供电时,则由自备柴油发电设备发电供电;通信设备所需的直流电源,一般由整流器、蓄电池组和直流配电屏等设备组成。有时还设置直流变换器等电压变换设备,共同组成稳定可靠的直流供电系统。
当通信设备需要交流电而不允许中继供电时,则需要设置交流不间断电源,一般由交流的主备用电源和直流电源加逆变器组成。
3 供电负荷的计算和等级划分
在高速公路机电工程的实际运行中,各种用电设备的负荷是变化的,但不应超过其额定容量;另外,各种设备的最大负荷一般不会在同一时刻出现,所以如果根据整个系统用电设备的额定容量的总和作为计算负荷来选择导线截面、开关电器和变压器等,显然会造成投资和设备的浪费;反之,如果负荷计算过小,也会导致设备的损坏。因此,在供电系统的设计阶段就要合理计算负荷的大小,以避免资源浪费和确保系统运行的安全。根据供配电可靠性以及中断供配电在社会效应、经济上造成的损失和影响程度,划分为3个等级。
(1)一级负荷中断供配电将造成人身伤亡,在社会效应、经济上造成重大损失。
(2)二级负荷中断供配电将在社会效应和经济上造成较大损失,如引起主要设备损坏、大量产品报废、连续生产被打乱需较长时间才能恢复、重要产品大量减产等的电力负荷。
(3)凡不属于一级和二级负荷的均属于三级负荷。高速公路的用电设备负荷主要包括管理机构设施负荷、养护设施负荷以及服务设施的办公、生活用电负荷。
由于机电工程的监控、通信、收费、辅助系统用电设备的负荷及计算机系统负荷对电源的可靠性和电能的稳定性都有较高的要求,原则上此类设备的供电电源按一级用电负荷设计。收费区域、服务区、停车区域内的道路、收费天棚以及互通立交等重点区域的照明,按二级用电负荷设计。
4 供电方式
一个好的设计方案不仅应安全可靠,还应力求经济合理,即投资少、运行费用低。在设计时,要进行技术和经济性分析,根据公路的实际情况选择合适的供电方式。
(1)整个供电系统由来自电力部门不同变电所提供的2路独立电源供电。此2路独立电源互为备用,足以保证一、二级负荷用电的可靠性。
(2)整个供电系统由来自电力部门变电所提供一路独立电源供电,另一路采用柴油发电机组备用,提供一、二级负荷用电来保证供电可靠性。
(3)整个供电系统由来自电力部门同一变电所不同母线提供的2路电源供电,配合埋地式变压器供电,能够满足供电可靠性。
以上3种方式均可以保证一、二级用电负荷的供电。但是第一方式的2路电源是取自电力部门的不同变电所,难度较大且供电距离长;第二方式要增加备用柴油机组和升压变压器的资金投入;第三方式较为容易实现,且节能省电,降低损耗,是国外先进技术。目前,国内应用最多的是第二种方式。
5 供配电系统设计时需注意的问题
(1)由于高速公路的重要性,供电电源应引自附近的高压供电网,并且采用双备份电源。
(2)为保证供电的可靠性,各控制中心应配置必要的小型发电机组或其他供电装置,以保证关键设备的不间断供电。
(3)为保证供电质量,各收费站或管理所应配备自动稳压电源,如AUPS或DUPS。
(4)由于高速公路多处用电,负荷不大且多为低压单相,考虑低压不宜远供的原则,可采用相对集中供电,电源引自临近的管理所,形成以所或站为供电中心的相对集中供电体系。
(5)由于高速公路沿线多处布设车辆检测器或气象检测器等,沿线供电时应考虑输电对检测器造成的电磁干扰,必要时应采用防干扰措施。
(6)对系统用电设备的供配电要提供继电保护(包括短路保护、过流保护、漏电保护等)、电力计量设备、电力控制设备等;对负荷的分配尽可能采用三相平衡法。此外对电力设备要进行防雷保护。
6 系统故障分析与排除
系统在不正常的情况下,有中断电源、超负荷和短路等情况发生,下面介绍几种常见故障产生的原因和排除方法。
(1)中断供电通常是由于电气设备损坏、短路及误操作等原因造成,因此在设备的选型上,要选择技术指标符合要求、产品质量高、技术先进的设备,确保事故率降低。
(2)过负荷通常是用增容、括容方法来解决。在高速公路上用电负荷比较恒定,出现过负荷的几率很小,万一要增加用电负荷,可在线路输送容量允许的情况下增加变压器的台数和容量,防止变压器超负荷运行。
(3)短路这是供电系统常见的一种故障,分为三相短路、单相接地短路、二相短路、二相接地短路等多种情况,而以三相短路较为常见。在供电系统设计时,为了防止短路发生后扩大故障损失,采取一系列继电保护措施,通常是用过负荷延时跳开关和短路过电流速断,以及备用电源自动切换装置等。
7 结语
高速公路的通信、收费和监控3大系统大部分都是技术含量较高的设备,电网的干扰、频率的波动都直接影响到计算机系统的可靠性和稳定性。另外计算机的供电不允许中断,如果电源中断,不但会使计算机丢失数据,而且会影响正常的收费。电源质量差也会使电子通信设备出现各种异常结果;电压的大范围波动会使车辆检测器出现车检不到、无车判有车等故障,影响车辆的统计数据。鉴于以上原因,我们在高速公路机电工程的设计和施工阶段一定要重视供配电系统,采取电源保护措施,防止电源干扰,保证不间断供电,以确保高速公路的正常运营。
参考文献:
关键词：气保焊 控制板 单片机控制
教学仪器设备改造与设计是长期的多方有利的工作，主要介绍以下几方面：主控电路达到最简，主控器件使用单片机最小系统，简化了电路的设计，使主控系统达到最优。
1 系统简述
1.1 NBC系列抽头式焊机简述
图1 NBC-250/350结构简图
由NBC-250/350结构框图（如图1所示）可见，该系列气体保护焊机主电路由三相动力电经交流接触器接通后，由三相主变压器降压后，再经三相全桥整流，滤波电路滤波后，提供焊接电源。而控制电路板要控制交流接触器、送丝装置，使整机系统协调工作。
本文围绕此控制板进行分析、设计、改进。
1.2 改进前的焊机控制板简述
原控制板主要由电源电路、PWM产生电路、逻辑判断电路、功率驱动电路、交流控制电路等组成。
电源电路为常见的三端稳压电路，24 VAC电源，经整流、滤波后，经7812稳压、滤波后，形成稳定的直流电源，给主要控制部分提供持续可靠的电源。
控制板驱动直流电机欠稳定，造成吐丝不匀、丝红热等现象。硬件复杂，故障率较高。控制板成本较高。软件升级困难。鉴于控制板的以上不足，决定调整其结构。
1.3 改进、设计、调整后的方案概述
调整后的控制板，主要由电源电路、主控器件、驱动电路、开关控制电路等组成。
电源电路与原控制板方案相似，都是采用78系列三端稳压形成直流电源，主控器件采用AVR芯片—ATtiny26，ATtiny26是基于增强AVR RISC结构的低功耗8位CMOS微控制器。数据吞吐率高达 1MIPS/MHz，从而解决了系统在功耗和处理速度之间的矛盾。具有一整套的编程与系统开发工具，包括：宏汇编、程序调试器/软件仿真器、仿真器及评估板。
驱动电路选用的场效管，具体型号为IRFP250，IRFP9140，正常工作情况下，IRFP250接受主控芯片ATtiny26送来的PWM信号而决定自身的通断，IRFP250饱和导通时直流电机吸收能量加速，IRFP250截止时直流电机释放能量减速。当焊机停止送丝时，IRFP250截止，而IRFP9140导通，以短路直流焊机，起到刹车作用。IRFP9140的驱动信号由主控芯片ATtiny26经内部运算给出。
开关控制电路采用交流固态继电器代替原系统电磁继电器，使其工作更稳定、寿命更长。
1.4 方案比较及确定（见表1）
由表1可见，调整后方案所用的硬件数量要比原系统少很多，这就大大简化了控制板的硬件电路，降低了成本，而且实现了硬件的可再升级功能。
注：R代表电阻，C代表电容，D代表二极管，V代表三极管，IC代表集成电路
驱动控制部分，改进、调整前采用达林顿对管，这样造成其需要的驱动信号大，给逻辑判断电路带来不必要的负载，抗干扰能力也差。驱动部分由达林顿管改为IFR系列开关场效管，驱动电路直接与单片机接口，进一步简化了硬件电路。
把改进、调整前复杂的逻辑判断电路功能交给主控芯片ATtiny26完成，其内含11路单通道AD、两路高速PWM、2K的Flash存储器等资源，可以完成系统所需的功能。
开关部分采用固态继电器，可与单片机直接接口，最大优点就是没有机械触点、寿命长、可靠性高、响应快。可以解决此部分故障率高的缺陷。
综合改进、调整前控制板，分析及实验可得出调整、设计后方案有以下优点：
（1）硬件电路简单，开发成本低；
（2）维护、维修方便，可利用软件升级产品；
（3）器件可靠性提高，各部分故障率降低；
基于以上优点，最终确定了改进、设计后控制板方案。
2 硬件电路设计部分
系统的组成如图2所示：
2.1 主控芯片、交流开关驱动器件的选取及介绍
ATtiny26有一个片内的10位AD转换器，可以实现7路AD输入，片内有一个PLL可以产生64 MHz的高频PWM时钟频率，有ISP口支持在线编程，是精简指令集处理器，选定ATtiny26作为主控器件。
原系统采用的普通电磁继电器故障率高，选用交流固态继电器控制。
设计中此部分控制器件要用单片机控制，固态继电器可以用单片机直接控制，输入、输出隔离，抗干扰能力较强。最终选定交流固态继电器GTJ11-1，参数见表2。
2.2 电机驱动器件的选取及设计
原系统采用达林顿对管组成直流电机驱动电路，而本设计的选型为IRF系列大功率场效应管。
根据开关管数据手册，选择了IRFP250，IRFP9140。其中IRFP250为N沟道场效应管，IRFP9140为P沟道场效应管，由输出特性曲线可知，此两种型号的场效应管以作开关为主要用途，开关特性非常好，自身功耗较低，最大的优点是可以直接与单片机接口，驱动速度快，信号稳定，可以与主控芯片协调工作。
其中焊机附带的直流电机的参数为65 W，24 VDC，通过比对得到结论，该选型符合要求，选型合理。
2.3 电源电路的设计
设计中采用的电源稳压电路为常见电源电路，采用常见的7805三端集成稳压电路，外加较少的器件，用合成的全桥整流器，经其整流后，电容滤波，送入7805输入端，再经电容滤波，最终输出稳定的5 V直流电源。
2.4 控制板总体布局设计
本设计布局原则为“强弱隔离，减少干扰”。尽量减少信号之间的干扰，减少电路板上打孔的数目，使制作成形的电路板布局合理，外观简单，原控制板的PCB面积为192 cm2，调整后PCB面积为110 cm2，减小了82 cm2，大大降低了设计成本。
3 软件部分
本设计采用结构化程序设计，这种程序便于编写、阅读、修改和维护，减小了程序出错的几率，提高了程序的可读性，保证了程序的质量。实施方法为：自顶向下；逐步细化；模块化设计；结构化编程。程序流程图如图3所示。
4 实验部分结果及分析
调整前控制板理论频率为1 kHz，实验结果是低速、高速时频率较稳定，但中速波动较大，频率跳跃到10 kHz左右。
调整后控制板频率稳定在20 kHz，误差较小。
由实验结果得出：调整后的控制板驱动电机性能较好（如图4a和图4b所示）。
5 结束语
主要介绍了教学仪器改进与设计，包括硬件、软件以及重要的布局处理。
在硬件方面，充分考虑各方面因素，选型时将安全系数适当提高，保证硬件的可靠持续运行，在程序方面，采用结构化程序设计，自顶向下，逐步细化，模块化设计，结构化编程。这样的程序便于编写、阅读、修改和维护。减少了程序出错的几率，提高了程序的可读性，保证了程序的质量。教学仪器设备的改进使教学实验设备各项性能得到了较大的提升，应用于实验教学中，提升了实验教学水平和教学质量，效果良好。
参考文献
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关键词：智能型矿用本安电源；STM32F103；CAN总线；电路设计；煤炭开采 文献标识码：A
中图分类号：TD611 文章编号：1009-2374（2017）05-0222-03 DOI：10.13535/ki.11-4406/n.2017.05.108
随着煤矿现代化程度的不断提高，对煤矿供电的可靠性、安全性提出越来越高的要求。本安电源是煤矿井下的重要电气设备，它的安全运行是现代化煤矿中其他矿井下各类电气设备高效率、高质量运转的保证。但是由于矿井下特殊的工作环境和其他原因，目前，煤矿井下本安电源的管理还存在若干问题：首先，矿井下本安电源种类繁多、独立性强，若不在现场很难检测它们的工作状态；其次，这些电源的功能参数各不相同，电源的维护管理也不统一。如果矿井下现场设备的供电情况不能在第一时间获取，一旦发生电源故障，不仅影响设备运行，还可能导致重大事故的发生。
近年来，数字矿山的提出使得本安电源已经由独立的外部设备产品发展成为整个通信系统不可分割的一部分。这不仅要求本安电源具备传统的供电、防爆等功能，而且应该通过CAN通信接口、以太网通信接口或458总线等具备智能通讯的能力，以实现本安电源可方便快捷的接入数字通信系统中。基于此，本文提出了一种智能型矿用隔爆兼本安型直流稳压电源的设计，能够解决当前电源独立、管理不规范、供电情况不明以及电源故障情况等，实现本安电源的网络化、智能化。
1 智能型本安电源结构
本安型电路是指在规定的试验条件下正常工作或在规定的故障状态下产生的电火花和热效应均不能点燃规定的爆炸性气体混合物的电路。智能本安型电源的设计目的是保证操作者的人身安全、防止出现事故后电源故障、电源不正常时能够自我修复或及时断电报警、通过网络控制与监测电源工作情况等。因此，智能本安电源的设计采用降压、整流、稳压、过流过压保护、充电及快速切断模块、CAN通信接口模块、微控制器模块。本文设计的本安电源原理框图如图1所示。
交流电通过隔爆电磁开关直接控制整个电源的交流输入，再将交流电输入变压器降压，经整流、滤波、稳压电路1输出直流电，给蓄电池充电。用过整流、滤波、稳压电路2输出的直流电给负载供电，经过切换电路，所选择的一路输出电压经过稳压、多重过流和过压保护电路输出可靠的本安电源。微控制器STM32F103模块主要采集的备用蓄电池电压值、本安输出电压值以及各种报警状态等参数。CAN通信接口模块将微控制器STM32F103模块采集的数据传输至网络，通过上位机对各种数据进行分析统计，给出当前电源的运行情况，监控室也可以通过网络控制电源的输出状态，实现电源的智能化、网络化管理。
2 电源硬件原理与实现
该本安电源由交流变压及整流滤波电路、直流稳压电路、多重保护电路、充电及切换电路、微控制器系统电路、CAN接口电路等组成。
2.1 交流变压及整流滤波原理
由于是煤矿井下电网供电的本安型电气设备，则降压所用的变压器采用R型隔离变压器，其输入侧采用变压器抽头方式。变压器输出24V和25V两组交流电压，整流滤波后输出直流电压，其中一路给本安输出，另一路给蓄电池充电。如图1所示，上面一路从变压器25V输出侧引出，经整流滤波电路1，通过稳压充电电路，为蓄电池充电；下面一路从变压器24V输出侧引出，经整流滤波电路2，输出约32V的直流电压，与蓄电池的输出电压通过切换电路进行比较后选择一路经LM2576HV稳压开关电路，为本安输出提供电源。
2.2 直流稳压开关电路
稳压电路核心器件采用可调的LM2576HV-ADJ开关稳压集成电路，解决了传统的固定式稳压器和电位器调压时精度不足的问题。LM2576HV内置有完善的保护电路，包括电流限制和热关断电路等，利用该器件只需很少的器件便可构成高效稳压电路，此外，该芯片还提供了工作状态的外部控制引脚，该引脚的电平受微控制器STM32F103控制。
2.3 过压、过流保护电路
由于井下存在众多可燃性气体，当出现电路因过压、过流而导致负载短路或者火花时，严重影响到煤矿的安全。故本安电源的设计中必须通过多重的过流、过压保护电路，防止事故发生，该设计性能的好坏将直接影响整个系统是否具有实用的价值。如图2所示，本安电源输出电路整体思想是控制MOS管Q5和Q6的导通或关断来实F的，电源过压过流时，三极管Q4导通，集电极输出18V，使得P沟道MOS管Q5截止；同时，N沟道MOS管Q6的G极电平为0，使Q6截止从而切断负载的输出。
当电路出现过流或短路故障时，如图2所示，电阻R32的电流增大，导致过流检测点VIN_I的电压大于阀值 [ ]，经过图3中比较器LM393（U3）的处理，使得输出端（U3的第7脚）呈低电平，再经过比较电路LM393（U6）的处理，使得U6的第7脚输出为低电平，这个低电平信号直接控制图2中的三极管Q4，使Q4导通，Q5截止，切断本安电源的输出，起到过电流或短路保护作用。另一路过流或短路保护电路控制MOS管Q6，原理与其一致。
关键词： Protel 99 SE；PCB；设计；技巧
中图分类号：TM02文献标识码：A文章编号：1006-4311（2012）08-0028-02
0引言
随着现代科技的发展，电气行业现代化程度的不断提高，电子产品的电路设计也越来越复杂，PCB电路板设计的科学规范性及布局、布线合理性就变得越来越重要。Protel 99 SE软件是ProklTechnology公司开发的基于Windows环境下的电路板设计软件。该软件功能强大，人机界面友好，是线路板设计工作人员的首选工具。虽然Protel 99 SE应用软件功能强大，但是如果不合理的运用软件、不掌握一些设计规则及技巧，光靠一个功能强大的软件设计制作出优质的PCB印刷线路板也是一件很难的事情。
1Protel 99 SE软件简介
Protel99 SE主要由原理图设计系统、印刷电路板设计系统两大部分组成。
1.1 SCH原理图设计系统SCH设计系统主要用于原理图的设计。它可以为印刷电路板设计提供网络表。编辑器除了具有原理图编辑功能以外，其分层组织设计功能、设计同步器、电气设计检验功能及打印输出功能，可以使用户轻松地完成设计任务。
1.2 PCB印刷电路板设计系统PCB设计系统是一个功能强大的印刷电路板设计编辑器，具有非常专业的交互式布线及元件布局的特点，用于印刷电路板的设计并最终产生PCB文件，直接关系到印刷电路板的生产。Protel 99 SE的印刷电路板设计系统可以进行多达32层信号层、16层内部电源/接地层的布线设计，交互式的元件布置工具极大地减少了印刷板设计的时间。同时它具有专业水准的PCB信号完整性分析工具、PCB三维视图预览工具。
2SCH设计技巧
在进行PCB设计之前，首先要准备好原理图SCH的元件库和PCB的元件库。元件库可以用Protel自带的库，但一般情况下很难找到合适的，最好是自己根据所选器件的标准尺寸资料自己做元件库。原则上先做PCB的元件库，再做SCH的元件库。根据SCH的元件库，完成原理图的设计。原理图设计主要是为PCB生成网络表，不涉及实际布局布线等问题，但也要规范，要按照元器件的工作接线顺序摆放元件，尽量与元件实际位置相符，网络标号明确，若元件过多应采用总图与子图联合的画图方式，做模块间的连接，使电路简单明了，网络清晰。
3PCB设计技巧
3.1 元器件布局技巧Protel 99 SE应用软件提供手动布局和自动布局两种操作方式，通常使用手动方式，不建议采用自动布局。在PCB板图设计过程中，元件布局是极其重要的一步，元件布局的好坏从根本上决定了该PCB板图的设计质量和下一步布线的难易程度。首先，要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条过长，增加阻抗，增强噪声，成本也增加；尺寸过小，则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状为矩形。长宽比3：2或4：3为佳。同时，也要根据系统结构设置的尺寸，按结构要素布置安装孔、接插件等需要定位的器件，并给予这些器件锁定状态，再根据布局区域和元件的特殊要求设置禁止布线区。PCB尺寸确定后，再确定特殊元件的位置，最后根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局。
布局时要遵循“先大后小，先难后易”的布置原则，即重要的单元电路、核心元器件等应优先布局。以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、整齐、紧凑地排列在PCB上．尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接。按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，尽可能保持方向一致。
在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。尽可能缩短高频元器件之间的连线，设法减少它们的分布参数和相互间的电磁干扰。易受干扰的元器件不能相互挨得太近，输入和输出元件应尽量远离。某些元器件或导线之间可能有较高的电位差，应加大它们之间的距离，以免放电引出意外短路。带高电压的元器件应尽量布置在调试时手不易触及的地方。
同一种电源的器件尽量放在一起，以便于电源分割。高电压、大电流信号与小电流、低电压的信号要分开，模拟信号与数字信号要分开，高频信号与低频信号要分开，高频元器件的间隔要充分；完成同一功能的电路，应尽量靠近放置，并调整各元器件以保证连线最为简单。同类型插装元器件在横轴或纵轴方向上应朝一个方向放置，便于生产和检验；对于质量大的元器件应考虑安装位置和安装强度，除温度检测元件以外的温度敏感元件应远离发热元件放置，必要时还应考虑热对流措施。每个集成电路IC最好加一个高频去耦电容，IC去耦电容要尽量靠近IC的电源、地管脚，并使之与电源和地形成的最短回路。
3.2 布线技巧Protel 99 SE应用软件同样提供手动布线和自动布线两种方式，通常采用手动-自动-手动完成整板的布线。布线是整个PCB设计中最重要的工序，这将直接影响着PCB板的性能好坏。布线要整齐，布通不是目标，更不能纵横交错毫无原则。布线时除了要遵循常规的布线原则外主要还应掌握以下技巧：
电源、地线的处理：在整个PCB板的布线中，电源及地线的处理占据着极其重要的地位，由于电源、地线考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，有时甚至影响到产品功能的实现。所以对电源、地线的布线一定要认真对待，把电源、地线所产生的噪声干扰降到最低限度，以保证产品的质量。布线时电源、地线尽量不要平行，如是双面板，应一层横向为电源线，另一层纵向为地线，即垂直布线。电源和地线之间要加上高频去耦电容，通常加瓷片电容104即可。尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，信号线最细，它们的关系是：地线＞电源线＞信号线，通常信号线宽为：0.2～0.3mm，最细不低于0.05～0.07mm，电源线为1.2～2.5mm，对数字电路的PCB可用宽的地线组成一个回路，即构成一个地网来使用，或用大面积覆铜做地线用，在印刷板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用，或是做成多层板，电源、地线各占一层。由于电源层和地层的电场是变化的，在线路板的边缘会向外辐射电磁干扰，通过将电源层内缩、地线层外延，使得电场只在接地层的范围内传导，尽量把电场限制在接地层边沿内，以减小电磁干扰。
PCB设计中应避免产生锐角和直角，尽可能采用45°的折线布线，不可使用90°折线，以减小高频信号的辐射，要求较高的信号线还要用双弧线。
3.3 其它抗干扰技巧在PCB电路板设计中，晶体振荡器的外壳一般要接地，在晶振等对噪声特别敏感的元器件下面不要走线，而且晶振引脚要紧挨着所连接元件的引脚，引线不要过长；闲置不用的逻辑电路输入端不要悬空，应根据具体的逻辑关系连接相应的上拉或下拉电阻，对应接好电源或地；闲置不用的运放正输入端要接地，负输入端接输出端；任何信号线都不要形成环路，如不可避免，环路应尽量小。信号线的过孔要尽量少，关键的线尽量短而粗，并在两边加上保护地来尽量减小信号的回路面积。在高速，高密度的PCB设计时，过孔越小越好，这样板上可以留有更多的布线空间，此外，过孔越小，其自身的寄生电容也越小，更适合用于高速电路。
4结论
不难看出，Protel 99 SE环境下，PCB设计、制作过程中重点环节是布线，而布线的关键点在于抗干扰中起绝对作用的地线。因此，掌握一些PCB布线的技巧对于做好印刷线路板来说是至关重要的，只靠软件功能的强大是做不出优质的电路板的。本文研究了几点实际运用中的设计及布线技巧，希望会对于PCB的设计、制作者起到抛砖引玉的作用，进一步推进印刷线路板制作工艺又快又好的发展。
参考文献：
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[2]赵亚飞，李梦娟，卢进军.基于Protel99 SE环境下的PCB抗干扰研究[J].科技信息.2010（07）.
（①海南大学应用科技学院，儋州 571730；②赛迪顾问股份有限公司，北京 100048）
摘要： 提出了一种基于PWM（脉冲宽度调制）控制芯片的小功率LED驱动电源的原理框架。采用FAN7554芯片作为主控制器，设计了一款输出功率达30W的反激式LED驱动电源，其输出电压为33V，输出电流为0.9A，可为30只功率为1W的LED管采用10串3并混联方式组成的LED阵列提供驱动电源，并分析所设计LED驱动电源的基本原理。该LED驱动电源经过一系列的电气测试，并在实际运行中得到比较满意的结果，具有进入小功率LED照明市场的能力，且对设计高性能、低成本的小功率LED驱动电源具有一定的指导意义。
关键词 ： 脉冲宽度调制；FAN7554；反激式；LED驱动电源
中图分类号：TN6 文献标识码：A 文章编号：1006-4311（2015）17-0104-03
基金项目：海南大学应用科技学院（儋州校区）校基金资助项目（Hyk-1515）。
作者简介：高家宝（1987-），男，海南乐东人，硕士，助教，研究方向为开关电源电路模型研究及其应用。
0 引言
LED作为新型绿色环保光源，具有亮度高，发光效率高，寿命长以及工作电压低等特点，具有广阔的应用前景，但是LED照明中的驱动电路部分却是目前制约其发展的一个重要瓶颈之一[1-3]。为了LED管稳定的发光，需要设计出LED恒流恒压驱动电源。本设计利用FAIRCHILD公司的FAN7554作为PWM控制器，设计了一款输出电压范围为33V~37V，输出电流0.9A的30W LED驱动电源。通过对其EMI（电磁干扰）滤波电路、PWM控制电路、反馈控制电路、反激式变换电路、各种保护功能电路等进行设计和制作，成功地实现了反激式LED驱动电路，该驱动电源具有结构简单、成本低廉、节能高效和稳定可靠等特点。
1 LED驱动电源的组成
本文设计的LED恒流驱动电路的工作原理框图如图1所示。它主要由输如EMI滤波电路、PWM控制电路、反激变换电路、光耦反馈电路、电流环恒流控制电路、保护电路等组成。交流电输入经EMI滤波电路及整流滤波电路后，由光耦的反馈信号调整PWM控制电路输出的脉冲信号宽度，从而对滤波之后的输入信号大小进行控制调节，再通过反激式变换电路进行电压变换。以电流型PWM控制芯片FAN7554为控制器件组成的恒流恒压控制电路，将电流取样信息和电压采样信息分别经电流比较器处理后由光耦反馈至变换级驱动端，实现电流电压控制调节，最终提供稳定电流和稳定电压，驱动LED负载。在保护电路方面主要有浪涌保护、欠压保护、过压保护和高频MOS管保护等。
2 LED驱动电源电路设计及原理分析
2.1 核心元件概述
FAIRCHILD公司提供的FAN7554芯片集成了一个固定频率的电流模式控制器。图2为FAN7554芯片的内部结构，该芯片具备软启动、通断控制、过载保护、过压保护、过流保护和欠压锁定等功能，这为电路简单、成本低廉的LED驱动电源电路设计方案提供了所需要的一切。芯片没有集成高频MOS管，在设计时需要与独立高频MOS管组成实现PWM控制电路，这极大方便了设计者进行调试与维修，这主要是因为设计者一般会对LED驱动电源中的高频MOS管的PWM信号进行观察和测试，且LED驱动电源工作时高频MOS管损坏的概率较大。
图3为LM358双运算放大器的引脚功能图，其内部包括有两个独立的、高增益、内部频率补偿的双运算放大器。LM358的主要特性有：直流电压增益高达100dB；单位增益频带宽约1MHz；单电源电压范围宽为3~30V。这些特性决定了LM358适合于LED驱动电源的误差放大电路的设计。
2.2 基于FAN7554芯片的30W LED驱动电源电路设计
根据LED驱动电路的原理框图，设计了如图4所示的基于FAN7554芯片的30W LED恒流恒压驱动电源的电路原理图，该驱动电源LED负载采用30只功率为1W的LED管进行10串3并混联方式组成的LED阵列，组内所有的LED管电压额定值为33V、电流额定值为0.9A，光功率约为30W，设计要求LED驱动电源效率大于80%，则电源输入功率约为37.5W。考虑到小功率LED驱动电源对功率因数不做要求，在低成本设计的前提下本设计没有采用无源功率因数校正电路。
2.3 基于FAN7554芯片的30W LED驱动电源电路原理分析
①LED驱动电路的电源。
LED驱动电源的供电电源是220V/50Hz交流电。
②浪涌保护电路。
采用保险丝F1、负温度系数的热敏电阻RY1、RY2、电阻R21、R22和电容C16设计浪涌保护电路。当满载开机时，C6电压不能突变，相当于短路，导致输入电压很大。而热敏电阻在冷态时电阻很大，可起到限制输入浪涌电流的作用。在电源接入端加入防止浪涌保护电路，主要是用来防止由于雷电过电压和操作过电压等瞬态过电压，造成LED驱动电路核心器件的损坏。
③EMI滤噪电路。
采用电感L3、电容C13、C7和C8设计EMI滤噪电路，主要是为了滤除共模和差模噪声，并提供放电回路。
④整流电路。
采用DB107设计桥式整流电路，将双相输入交流电转换成单相交流电。
⑤前端电感电容复式滤波电路。
采用电容C6、C3和电感L1设计电感电容复式滤波电路，不仅起到过滤噪声的作用，同时还起到将单相交流电转换成纹波较小的直流信号的作用。
⑥过压保护和欠压保护电路。
FAN7554芯片的电源主要来源于由变压器T1的6号管脚和1号管脚组成的次级线圈，在芯片电源管脚与模拟地之间反向接入稳压二极管D9，起到过压保护作用，从而保证芯片的电源电压不高于18V。当次级线圈供电不足时，由R2电阻和R5电阻组成的欠压保护电路，芯片电源直接由整流后的直流电源提供电源，实现了欠压保护功能，从而保证芯片的电源电压不低于18V。
⑦高频MOS管保护电路。
采用电阻R3、电容C2和二极管D6设计高频MOS管保护电路。当高频MOS管截止时，如果不是高频MOS管保护电路为电感所存储的电磁场能量提供泄放回路，那么电感所存储的电磁场能量将直接注入高频MOS管，从而在MOS管上产生过大的电压应力，甚至损坏MOS管[4，5]。
⑧LED负载电源电路。
在变压器T1和MOS管完美配合工作下，实现了将输入电能量耦合至LED负载端和恒压恒流电路两部分电路中。LED负载的电能量由变压器T1的12号管脚和9号管脚组成的次级线圈提供，为了防止负载的电流回流至次级线圈，在次级线圈的12号管脚和LED负载之间正向并联接入二极管D2和二极管D4。可是为了防止加在D2和D4并联电路两端的电压过大而损坏它们，因此在D2和D4的并联电路两端并联上由R1和C1组成的串联电路；LED负载端的电感电容复式滤波电路由电容C4、C5、电阻R4和电感L2组成，不仅起到滤除噪声的作用，而且还起到了将单相交流电转换为纹波较小的直流电的作用。
⑨反馈控制电路。
为了实现稳定的LED驱动电源，加入了电压采样和电流采样电路，通过LM358双运放将所采样的电压值、电流值与相应的基准电压值、基准电流值相比较后转换为误差量，该误差量通过光耦器件PC817反馈至FAN7554芯片的反馈管脚达到调整高频MOS管脉冲宽度的目的，从而实现对LED负载的输出电压、电流调节[6，7]。
3 总结
本文提出了一种基于PWM控制芯片的小功率LED恒流恒压驱动电源的电路架构，并利用FAIRCHILD公司的PWM芯片FAN7554作为主控制器，设计了一款功率达30W的反激式LED驱动电源，其输出电压为33V，输出电流为0.9A，可为30只功率为1W的LED管采用10串3并混联方式组成的LED阵列提供驱动电源。通过对其EMI（电磁干扰）滤波电路、PWM控制电路、反馈控制电路、反激式变换电路、各种保护功能电路等进行设计和测试，通过对其EMI（电磁干扰）滤波电路、PWM控制电路、反馈控制电路、反激式变换电路、各种保护功能电路等进行设计和测试，结果表明其恒流效果好，输出电压纹波低，成功实现了该反激式LED驱动电源，这对设计高性能、低成本的小功率LED驱动电源具有一定的指导意义。
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[4]刘松，张龙，王飞，等.开关电源中功率MOSFET管损坏模式及分析[J].电子技术应用，2013，39（3）：64-66.
[5]陈菊华.避免MOS管在测试时受EOS损坏的方法[J].电子与封装，2007，7（8）：17-20.
为了弥补以上不足，本文提出在课程教学中引入SIMetrix仿真工具。借助该仿真软件，学生更容易理解理论知识，还可以在课堂外对所学的知识加以验证以及进行一些设计应用，从而激发学习的兴趣并增强实践能力。
一、SIMetrix仿真软件介绍
SIMetrix/SIMPLIS是一款用于优化设计电力电子电路的高级仿真工具，是由美国Transim公司开发的软件包，具有优秀的收敛性能和仿真速度，小信号分析方面独具优势，非常适合于开关电源产品的验证、分析、设计和开发。其内部提供了两种仿真模式——SIMetrix和SIMPLIS，其中SIMetrix包含了一个增强型SPICE仿真器、原理图编辑器和波形显示器，与其它通用仿真软件相比，SIMetrix具有以下特点：[1，2]
特点一：包含丰富的器件模型。模型库不仅包含了理想的电路元件，同时还提供了比较通用的、常见的半导体器件和各类应用广泛的集成电路控制芯片，在此基础上足以构建完整的开关电源系统。
特点二：先进的测量功能。波形可通过选择检测器然后点击原理图生成，或在原理图上放入固定的检测器生成，可在仿真后甚至仿真时查看波形，非常方便。
特点三：强大的波形处理功能。为波形分析提供RMS、frequency、-3dB、FFT等40多种函数，选择这些函数可获得计算结果并显示在波形旁边。
特点四：具有多种分析功能。包括瞬态分析、交流分析、直流分析、噪声分析、传输函数分析等，每种分析功能下又提供多种扫描模式，如频率扫描、器件扫描、参数扫描、模型参数扫描、温度扫描、蒙特卡罗扫描等等。
此外，SIMetrix仿真软件的仿真结果与实际非常接近，用户图形界面友好，仿真直观，使用者容易掌握。
二、基于UC3842的反激电路仿真实例分析
反激变换器具有高可靠性、高效率、电路拓扑简洁、输入输出电气隔离、升/降压范围宽、易于多路输出等优点，是小功率开关电源的理想电路拓扑。UC3842是SIMetrix仿真工具模型库自带的集成芯片，其器件少、性能良好、价格低廉。综上所述，以UC3842控制的反激电源为仿真实例，电路简单且具有代表性，满足初学者的基本学习要求，具体的仿真电路如图1所示。
1.仿真电路原理
（1）主电路原理。交流输入电压经D1-D4组成的桥式整流及电解电容C1滤波后变成脉动直流电压。该直流电压由功率开关管Q1以很高的工作频率通断，将直流电变换成高频脉冲施加在变压器TX1的初级绕组上，然后由次级绕组输出。当开关管Q1导通时，变压器初级绕组有电流通过并且线性增加，施加在初级绕组上的电压为上正下负，使次级绕组产生下正上负的感应电动势，二极管D5承受反向偏压截止，次级绕组电流为零，变压器储能，这时负载由电容C2放电提供能量。当开关管Q1关断时，初级绕组的磁通量减小，为了维持电流不变而产生下正上负的感应电动势，次级绕组变成上正下负，D5导通，存储在变压器中的能量给C2充电并向负载供电。辅助绕组工作过程与次级绕组相同，一方面经过D6整流、C3滤波后为UC3842供电，另一方面经D7整流、C4滤波后为其提供反馈信号。由于反激变换器不可以空载，所以辅助绕组接假负载 R3。最后，在次级绕组和辅助绕组对应输出稳定的12V和15V直流电压。
（2）控制电路原理。[3]交流输入经过整流滤波得到直流电压，通过电阻R1降压后给电容C3充电，当Vp端电压达到启动电压门槛值16V时，UC3842开始工作并提供驱动脉冲，由Vout端输出推动开关管Q1工作。芯片启动后，工作电压由辅助绕组提供。同时，辅助绕组的输出经过R8和R9分压反馈到Vfb端。当电源电压或负载变化引起输出电压变低时，Vfb端的反馈电压减小，UC3842输出的PWM波的占空比增加，开关管Q1的导通时间变长，输出电压升高；反之，当输出电压升高时，占空比减小，Q1的导通时间变短，输出电压降低，从而使输出电压保持恒定，实现稳压。电阻R4用于电流检测，将初级绕组的电流转换为电压信号送入UC3842的Sense端，形成电流反馈。当由于某种原因产生过流时，开关管Q1的漏极电流将大大增加，电阻R4两端的电压上升，Sense端的电压也上升，当该端的电压超过正常值达到1V时，Vout端无输出，Q1截止，从而保护电路。Ref端和Osc端外接定时电阻R6和定时电容C6，确定工作频率。Vfb端与Comp端之间接R7和C7补偿电路，用于改善增益和频率特性。R5和C5构成RC滤波电路，削弱电流检测信号中的尖峰脉冲干扰，保证电源正常工作。
2.仿真电路参数设计
本仿真电路的主要技术指标：输入电压Vin：220（1±10%）VAC；输出电压Vo：12V，输出电流Io：2.5A；辅助绕组的输出电压VF：15V，开关频率fs：100kHz；效率η：80%。对应图1的仿真电路，完成所有元件参数的计算和电路的设计。
（1）主电路设计和参数计算。根据文献[4]和[5]，已知交流输入电压的范围，可以计算出经过整流滤波电路输出的直流电压范围是238V～342V，然后计算最大占空比为0.37，由此可得高频变压器的次级绕组和初级绕组的变比为0.09。又根据辅助绕组与次级绕组的电压、变比的关系，可计算得辅助绕组与初级绕组的变比为0.11。由前面的计算值结合电源的功率、效率参数，分别得到初级绕组电流峰值为0.67A，电感值为1.3mH。开关管Q1工作于最大输入电压342V的同时还承受了高频变压器的反向电动势，一般为135V，因此Q1的最大漏极电压约500V，最大漏极电流由上可知为 0.67A。由文献[5]和[6]可计算，输入整流桥二极管D1-D4的额定电压应大于427V，额定电流有效值应大于0.76A，输出整流二极管D5的最大反向峰值电压为42.8V，同理可得D6、D7的最大反向峰值电压为53.5V。根据文献[7]，输入滤波电容C1的经验值可用输出功率值瓦特数乘以1uF计算，约等30uF。输出滤波电容C2经计算应大于185uF，为了使滤波效果更好，在此取470uF，同理，C3和C4分别取1uF、10uF。假负载 R3的功率按额定功率的5%来设计，其值为150Ω。
（2）控制电路设计和参数计算。[7，8]已知开关频率100kHz，通过UC3842的工作频率计算公式：f=1.72/（RT×CT），可选取定时电阻R6=15kΩ，并计算定时电容C6=1nF。电流检测电阻R4=1/Ipk，其中Ipk为初级绕组电流的峰值，由上可知是0.67A，因此R4=1.5Ω。反馈电路的分压电阻R8和R9可通过公式VF×R8/（R8+R9）=2.5V确定，选取R8=20kΩ，R9=4kΩ。UC3842的启动电流在lmA左右，考虑到启动时间及R1上消耗的功率，实际设计中R1取30kΩ。R5和C5取典型值，分别为1kΩ、470pF。R7和C7的值以电源的闭环传递函数经过补偿后，截止频率位于工作频率的1/5处并且相位裕量约60°为宜，在此分别取15kΩ、1nF。
3.仿真电路搭建步骤
根据以上计算结果，仿真模型的搭建过程及各种参数设置如下：
（1）点击Place＼Passives，选择理想变压器（Ideal Transformers）和电路全部的电阻（Resistor[Box Shape]）、电容（Capacitor）。变压器的初、次级绕组数分别选择1和2，定义次级绕组、辅助绕组与初级绕组的比值分别为0.09和0.11，设置初级绕组的电感值为1.3mH，其他参数采用默认值。电阻、电容值可根据前面的计算结果设置。
（2）点击Place＼From Model library，在NMOS中，为功率开关管Q1选择高频特性较好的MOS管IRF840，其电压、电流定额为500V/8A。在Diode中，为输入整流桥二极管D1-D4选择快恢复二极管BY233-600，其电压、电流定额为600V/10A；为输出整流二极管D5选择快恢复二极管mur110，其电压、电流定额为100V/1A；为D6和D7选择快速开关二极管D1N4148，其电压、电流定额为75V/150mA。在PSU Controllers中，选择UC3842。
（3）点击Place＼Source，选择多功能电源（Universal Source），设置波形为正弦波，频率50Hz，峰峰值为622V，其他参数采用默认值。
（4）点击Simulator＼Choose Analysis，选择暂态分析（Transient）仿真模式，设置停止时间为20ms，其他参数采用默认值。
三、仿真结果分析
在额定交流输入220V/50Hz、满载的情况下，得到仿真波形如图2所示。6个波形自上而下分别为PWM控制信号、初级绕组电压、直流输出电压、开关管电压、初级绕组电流和次级绕组电流。由波形可知，PWM控制信号的频率约95kHz，占空比为0.32，初级绕组电压范围为-145V～297V，开关管承受最大电压445V，直流输出电压12V，纹波电压约25mV，初、次级绕组电流峰值分别为747mA和8.2A。另外从初、次级绕组电流的关系可知，电源工作在不连续模式。结果表明，本仿真电路参数设计合理，器件选择满足要求，仿真结果与理论基本一致。
四、结论
通过以上简单的仿真实例分析可知，SIMetrix仿真开关电源方便、简单、快捷且仿真模型和与电源实物非常接近。教师在课堂讲授的过程中演示仿真，可使讲解变得生动、形象、直观。与实验相比，仿真不受时间、空间、物质条件限制的同时也更安全，教师应鼓励学生在课后使用，不仅加深对原理知识的掌握，锻炼了实践动手能力，还可以提高他们学习的兴趣和积极性，培养创造能力。因此，SIMetrix仿真软件对该课程教学具有很好的应用价值。
参考文献：
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[关键词]单片开关电源 复合式 AC/DC MAX8873
一、引言
电源是现代电力电子设备不可缺少的组成部分,其性能的优劣直接影响设备的性能。传统的电源由于笨重、效率低而逐渐被重量轻、体积小、效率高的开关电源所代替。复合式开关电源作为一种高效率的开关电源,是对线性稳压电源和开关稳压电源进行优化组合形成的一种电源设计方案,它即具有输出电压稳定程度高、纹波电压小、电源转换效率高等众多优点。本文介绍了一种新型复合式开关稳压电源,该电源采用了一种新型单片AC/DC单片开关电源作为前级稳压器,为低压差线性稳压器MAX8873提供直流输入电压,然后利用低压差线性稳压器MAX8873获得高质量的稳压输出,组成高效率、输出可调的复合稳压电源。实验证明该电路具有良好的性能,有很高的实用性。
二、AC/DC开关电源
本设计采用基于Trench DMOS工艺设计的一种AC/DC开关电源管理芯片。该芯片的工作方式为PWM即脉冲宽度调制方式;电路正常工作温度范围是-35℃至130℃;工作的开关频率为100KHz;占空比调节范围是3%～65%。其特点是宽压输入,输出电压纹波小,芯片效率高。该开关电源变换器集成了耐650V高压的功率开关管、电流限流比较器、振荡器、旁路调整器/误差放大器、高压电流源、基准源和过温、过压/欠压、过流及自动重启等保护电路,采用PWM调制模式达到在不同的负载下的高效率,采用隔离结构降低了芯片的EMI。开关电源控制集成电路的原理图如图1所示:
针对变压器原边绕组的漏感产生的高压毛刺,采用二极管D1与稳压管VR1并联接入原边绕组侧,用来吸收高压毛刺。光电耦合三极管U2的偏置电压由二极管D3与电容C3构成的整流电路提供。稳压管VR2、电阻R1、光电耦合三极管U2、电容C5组成电压反馈电路,用来确保电压稳定能都稳定输出。稳压管VR2和电阻R2保证了电源空载或轻载时输出电压的稳定性。利用电容C2降低输出直流电压的交流纹波。
电路工作原理:输入交流电先经过整流桥BR1整流,之后再经电容C1滤波,最后转变为脉动的直流电压。当MOSFET开关管导通时,电容C1两端的电压加到反激变压器的原边,流过原边绕组的电流线性增加,变压器储存能量。当MOSFET开关管关断时,电感原边电流由于没有回路而突变为零,此时稳压管VR1的击穿电压高于原边的感应电势而截止。
该AC/DC开关电源控制芯片结构示意图如图2所示,该集成电路的主要组成部分有旁路调整器/误差放大器、锯齿波/振荡发生电路、PWM比较器、基准电压源、软启动电路、上电复位电路及其它保护电路等。
从图2可以看出控制芯片的最大特色是把外置管脚数控制为三个。振荡器和功率管的内置使管脚数减少,功率管的内置还提供了启动偏置电压。控制引脚C不仅给内部供电,还提供了反馈电流信号,可用于控制电路的旁路电流和控制PWM占空比。此外,来利用功率管的导通电阻作为敏感电阻,来实现各个周期内的限流保护,这些都是该电路的特色。
三、低压差线性集成稳压器MAX8873
低压差集成稳压器是近年来应用广泛的高效率线性稳压集成电路。传统的三端集成稳压器普遍采用电压控制型,为保证稳压效果,其输入输出压差一般取2V~4V来保证正常工作。低压差稳压器采用电流控制型,选用低压降的晶体管作为内部调整管,能够把输入输出压差降低到0.6V以下,提高了电源的转换效率。产品主要有MAXIM公司生产的MAX8873系列,MICREL公司生产的MIC39500系列,TI公司生产的TPS767系列,LT公司生产的LT1528系列等。本文采用应用广泛的MAX8873芯片,MAX8873的典型工作电路如图3所示。
MAX8873是MAXIM公司生产的输出120mA的低压差线性稳压器。其中IN和OUT分别为电压输入端和输出端,GND为公共端,SET和SHDN分别为调整端和控制端。其主要特点有:组成电源元件最少,压差低,静态电流低,有关闭电源控制,输出电压固定,由外接电阻组成的分压器时输出电压可调,内部有输出电流限制、过热保护及电池反接保护等。
MAX8873有两种工作模式:工作在预置的电压模式下或工作在可调的电压模式下。在预置的电压模式下,内部电位器能够设置它的输出电压,我们通过连接SET端到地选择这种模式。在可调模式下,我们通过在SET端连上两个外部电阻作为分压器来选择输出电压,电压范围可从1.25V到6.5V。
为了减小寄生电容的影响,我们在电阻R1两端串上一个10PF到25PF的电容。而在预置电压模式下,SET端和地之间的阻值不能小于100K,否则SET端的电压将超过两种工作模式的门限值60mV。
四、新型复合式开关稳压电源的设计
本复合式开关稳压电源的原理图如图4所示。
电源输入交流宽输入电压85V-265V,双路输出电压+5V/1.5A,-5V/1.5A,输出功率15W。电路包括输入整流滤波,脉宽调制,高频变压器,电流反馈,低压差线性稳压,整流滤波输出等几部分。交流输入经整流滤波后,产生一个的直流电压加在变压器初级绕组的一端和控制芯片的源极,变压器初级的另一端由控制芯片内的高压功率管驱动。变压器两组副边经整流滤波后分别产生±5.5V的输出电压,该电压经LC滤波后输入到MAX8873中,经MAX8873输出后再通过下一级LC输出滤波得到±5V的高稳定输出。
在设计PCB板时要注意,电容C2负极应直接连反馈绕组,将反馈绕组上的浪涌电流直接返回到输入滤波电容,提高抑制浪涌干扰的能力。控制端附近的电容应尽可能靠近源极和控制端的引脚。控制芯片的源极采用单点接地法,即控制端旁路电容C12的负极、反馈电路的返回端、高压返回端应分开布线,最后在源极管脚处汇合。安全电容C13应通过宽而短的印制导线分别接至反馈绕组和次级绕组的返回端。尽量使用大尺寸的低电感引线。
五、实验结果
在市电输入下,当负载从0达到额定值时,电路的负载调整率为95%,输出电压纹波在40mV左右,输出纹波主要由变压器漏感的电压和整流管电压产生,可以通过进一步优化PCB版布局等方法来改善。
六、结束语
本文采用基于Trench DMOS工艺设计的一种AC/DC开关电源管理芯片和低压差线性稳压器MAX8873设计了一种新型通用的复合式开关稳压电源。该电源具有体积小,效率高,输出电压稳定,负载调整率好等优点,实验表明该电源是一种性能良好的高精度稳压源。
参考文献:
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