时间：2023-06-05 10:30:24
开关电源中的功率开关管在高频下的通、断过程产生大幅度的电压和电流跳变,因而产生强大的电磁骚扰,但骚扰的频率范围(
电磁骚扰
讨论电磁骚扰一般是从骚扰源的特性,骚扰的耦合通道特性和受扰体的特性三个方面来进行的。
1.开关电源中的主要电磁骚扰源
开关电源中的电磁骚扰源主要有开关器件、二极管和非线性无源元件;在开关电源中,印制板布线不当也是引起电磁骚扰的一个主要因素。
1.1 开关电路产生的电磁骚扰
对开关电源来说,开关电路产生的电磁骚扰是开关电源的主要骚扰源之一。开关电路是开关电源的核心,主要由开关管和高频变压器组成。它产生的dv/dt是具有较大辐度的脉冲,频带较宽且谐波丰富。这种脉冲骚扰产生的主要原因是 :
1)开关管负载为高频变压器初级线圈,是感性负载。在开关管导通瞬间,初级线圈产生很大的涌流,并在初级线圈的两端出现较高的浪涌尖峰电压;在开关管断开瞬间,由于初级线圈的漏磁通,致使一部分能量没有从一次线圈传输到二次线圈,储藏在电感中的这部分能量将和集电极电路中的电容、电阻形成带有尖峰的衰减振荡,叠加在关断电压上,形成关断电压尖峰。这种电源电压中断会产生与初级线圈接通时一样的磁化冲击电流瞬变,这个噪声会传导到输入输出端,形成传导骚扰,重者有可能击穿开关管。
2)脉冲变压器初级线圈,开关管和滤波电容构成的高频开关电流环路可能会产生较大的空间辐射,形成辐射骚扰。如果电容滤波容量不足或高频特性不好,电容上的高频阻抗会使高频电流以差模方式传导到交流电源中形成传导骚扰。
1.2 二极管整流电路产生的电磁骚扰
主电路中整流二极管产生的反向恢复电流的|di/dt|远比续流二极管反向恢复电流的|di/dt|小得多。作为电磁骚扰源来研究,整流二极管反向恢复电流形成的骚扰强度大,频带宽。整流二极管产生的电压跳变远小于电源中的功率开关管导通和关断时产生的电压跳变。因此,不计整流二极管产生的|dv/dt|和|di/dt|的影响,而把整流电路当成电磁骚扰耦合通道的一部分来研究也是可以的。
1.3 dv/dt与负载大小的关系
功率开关管开通和关断时产生的dv/dt是开关电源的主要骚扰源。经理论分析及实验表明,负载加大,关断产生的|dv/dt|值加大,而负载变化对开通的|dv/dt|影响不大。由于开通和关断时产生的|dv/dt|不同,从而对外部产生的骚扰脉冲也是不同的。
2. 开关电源电磁噪声的耦合通道
描述开关电源和系统传导骚扰的耦合通道有两种方法:
1)将耦合通道分为共模通道和差模通道;
2)采用系统函数来描述骚扰和受扰体之间的耦合通道的特性。
2.1 共模和差模骚扰通道
开关电源在由电网供电时,它将从电网取得的电能变换成另一种特性的电能供给负载。同时开关电源又是一噪声源,通过耦合通道对电网、开关电源本身和其它设备产生骚扰,通常多采用共模和差模骚扰加以分析。 如图1,为开关电源共模骚扰等效电路。
“共模骚扰”是指骚扰大小和方向一致,其存在于电源任何一相对大地、或中线对大地间。共模骚扰也称为纵模骚扰、不对称骚扰或接地骚扰。是载流体与大地之间的骚扰。如图2,为带共模干扰的+5V直流信号。
“差模骚扰”是指大小相等,方向相反,其存在于电源相线与中线及相线与相线之间。差模骚扰也称为常模骚扰、横模骚扰或对称骚扰。是载流体之间的骚扰。
共模骚扰说明骚扰是由辐射或串扰耦合到电路中的,而差模骚扰则说明骚扰源于同一条电源电路的。通常这两种骚扰是同时存在的,由于线路阻抗的不平衡,两种骚扰在传输中还会相互转化,情况十分复杂。共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的,|di/dt|也产生一定的共模骚扰。但是,在低压大电流的开关电源中,共模骚扰主要是由|dv/dt|产生的还是由|di/dt|产生的,需要进一步研究。 如图3,共模/差模信号与磁场的关系。
在频率不是很高的情况下,开关电源的骚扰源、耦合通道和受扰体实质上构成一多输入多输出的电网络,而将其分解为共模和差模骚扰来研究是对上述复杂网络的一种处理方法,这种处理方法在某种场合还比较合适。但是,将耦合通道分为共模和差模通道具有一定的局限性,虽然能测量出共模分量和差模分量,但共模分量和差模分量是由哪些元器件产生的,的确不易确定。因此有人用系统函数的方法来描述开关电源骚扰的耦合通道,即研究耦合通道的系统函数与各元器件的关系,建立耦合通道的电路模型。许多系统分析的结果,如灵敏度的分析、模态的分析等,都可用来研究开关电源的EMD的调试和预测。但是,用系统函数的方法分析骚扰的耦合通道,还需要做很多工作。
2.2.2 杂散参数影响耦合通道的特性
在传导骚扰频段(小于30MHz)范围内,多数开关电源骚扰的耦合通道是可以用电路网络来描述的。但是,在开关电源中的任何一个实际元器件,如电阻器、电容器、电感器乃至开关管、二极管都包含有杂散参数,且研究的频带愈宽,等值电路的阶次愈高,因此,包括各元器件杂散参数和元器件间的耦合在内的开关电源的等效电路将复杂得多。在高频时,杂散参数对耦合通道的特性影响很大,分布电容的存在成为电磁骚扰的通道。另外,在开关管功率较大时,集电极一般都需加上散热片,散热片与开关管之间的分布电容在高频时不能忽略,它能形成面向空间的辐射骚扰和电源线传导的共模骚扰。
电磁骚扰的抑制
对开关电源的EMD的抑制措施,主要是
1)减小骚扰源的骚扰强度;
2)切断骚扰传播途径。
为了达到这个目的,主要从选择合适的开关电源电路拓扑;采用正确的接地、屏蔽、滤波措施;设计合理的元器件布局及印制板布线等几个方面考虑。
1.减小开关电源本身的骚扰
减小开关电源本身的骚扰是抑制开关电源骚扰的根本,是使开关电源电磁骚扰低于规定极限值的有效方法。
1)减小功率管通、断过程中产生的骚扰
上面分析表明,开关电源的主要骚扰是来自功率开关管通、断的dv/dt。因此减小功率开关管通、断的dv/dt是减小开关电源骚扰的重要方面。人们通常认为软开关技术可以减小开关管通、断的dv/dt。但是,目前的一些研究结果表明软开关并不像人们预料的那样,可以明显地减小开关电源的骚扰。没有实验结果表明,软开关变换器在EMC性能方面明显地优于硬开关变换器。
有文献系统地研究了PWM反激式变换器、准谐振零电流变频开关正激变换器、多谐振零电压变频开关反激式变换器、多揩振零电压变频开关正激变换器、电压箝位多谐振零电压定频开关反激式变换器以及半桥式零电压变频串联谐振变换器的EMD特性,讨论了缓冲电路、箝位电路、变频与定频控制对骚扰水平的影响。实验结果表明,具有电压箝位的零电压定频开关变换器的EMD电平最低。
因此,采用软开关电源技术,结合合理的元器件布置及合理的印制电路板布线,对开关电源的EMD水平有一定的改善。
2)开关频率调制技术
将频率不变的调制改变为随机调制,变频调制等。频率固定不变的调制脉冲产生的骚扰在低频段主要是调制频率的谐波骚扰,低频段的骚扰主要集中在各谐波点上。由F.Lin提出的开关频率调制方法[3],其基本思想是通过调制开关频率fc的方法,把集中在开关频率fc及其谐波2fc,3fc……上的能量分散到它们周围的频带上,由此降低各个频点上的EMD幅值,以达到低于EMD标准规定的限值。这种开关调频PWM的方法虽然不能降低总的骚扰能量,但它把能量分散到频点的基带上,以达到各个频点都不超过EMD规定的限值。
2. 接地
“接地”有设备内部的信号接地和设备接大地,两者概念不同,目的也不同。“地”的经典定义是“作为电路或系统基准的等电位点或平面”。
3.2.1 设备的信号接地
设备的信号接地,可能是以设备中的一点或一块金属来作为信号的接地参考点,它为设备中的所有信号提供了一个公共参考电位。
在这里介绍浮地和混合接地,另外,还有单点接地和多点接地。
1)浮地
采用浮地的目的是将电路或设备与公共接地系统,或可能引起环流的公共导线隔离开来。浮地还可以使不同电位间的电路配合变得容易。实现电路或设备浮地的方法有变压器隔离和光电隔离。浮地的最大优点是抗骚扰性能好。
浮地的缺点是由于设备不与公共地相连,容易在两者间造成静电积累,当电荷积累到一定程度后,在设备地与公共地之间的电位差可能引起剧烈的静电放电,而成为破环性很强的骚扰源。
一个折衷方案是在浮地与公共地之间跨接一个阻值很大的泄放电阻,用以释放所积累的电荷。注意控制释放电阻的阻抗,太低的电阻会影响设备泄漏电流的合格性。
2)混合接地
混合接地使接地系统在低频和高频时呈现不同的特性,这在宽带敏感电路中是必要的。电容对低频和直流有较高的阻抗,因此能够避免两模块之间的地环路形成。当将直流地和射频地分开时,将每个子系统的直流地通过10～100nF的电容器接到射频地上,这两种地应在一点有低阻抗连接起来,连接点应选在最高翻转速度(di/dt)信号存在的点。
3.2.2 设备接大地
在工程实践中,除认真考虑设备内部的信号接地外,通常还将设备的信号地,机壳与大地连在一起,以大地作为设备的接地参考点。设备接大地的目的是:
1)保证设备操作人员人身的安全。
2)泄放机箱上所积累的电荷,避免电荷积累使机箱电位升高,造成电路工作的不稳定。
3)避免设备在外界电磁环境的作用下使设备对大地的电位发生变化,造成设备工作的不稳定。
由此可见,设备接大地除了是对人员安全、设备安全的考虑外,也是抑制骚扰发生的重要手段。
3. 屏蔽
抑制开关电源产生的骚扰辐射的有效方法是屏蔽,即用电导率良好的材料对电场屏蔽,用磁导率高的材料对磁场屏蔽。为了防止脉冲变压器的磁场泄露,可利用闭合环形成磁屏蔽,另外,还要对整个开关电源进行电场屏蔽。屏蔽应考虑散热和通风问题,屏蔽外壳上的通风孔最好为圆形多孔,在满足通风的条件下,孔的数量可以多,每个孔的尺寸要尽可能小。接缝处要焊接,以保证电磁的连续性,如果采用螺钉固定,注意螺钉间距要短。屏蔽外壳的引入、引出线处要采取滤波措施,否则,这些会成为骚扰发射天线,严重降低屏蔽外壳的屏蔽效果。若用电场屏蔽,屏蔽外壳一定要接地,否则,将起不到屏蔽效果;若用磁场屏蔽,屏蔽外壳则不需接地。对非嵌入的外置式开关电源的外壳一定要进行电场屏蔽,否则,很难通过辐射骚扰测试。
4. 滤波
电源滤波器安装在电源线与电子设备之间,用于抑制电源线引出的传导骚扰,又可以降低从电网引入的传导骚扰。对提高设备的可靠性有重要的作用。
开关电源产生的电磁骚扰以传导骚扰为主,而传导骚扰又分差模骚扰和共模干扰两种。通常共模骚扰要比差模骚扰产生更大的辐射型EMD。目前抑制传导EMD最有效的方法是利用无源滤波技术。如图4,为共模与差模噪声对比(红色为共模噪声,蓝色为差模噪声)。
作为一种双端口网络EMD滤波器,它对骚扰的抑制性能不仅取决于滤波器本身的拓扑,而且在很大程度上也受EMD滤波器输入、输出阻抗值的影响。由于EMD滤波器阻抗和负载阻抗的可变动性以及它们可能直接与电网相连的特点,电源EMD滤波器的输入、输出阻抗不但不匹配而且常常是末知的。这就造成了EMD滤波器设计不能完全应用成熟的通信用滤波器的设计方法和理论。这是电源波波器设计面临的主要问题。
5.元器件布局及印制电路板布线
开关电源的辐射骚扰与电流通路中的电流大小,通路的环路面积,以及电流频率的平方等三者的乘积成正比,即辐射骚扰E∝I•A•f2。运用这一关系的前提是通路尺寸远小于频率的波长。
上述关系式表明减小通路面积是减小辐射骚扰的关键,这是说开关电源的元器件要彼此紧密排列。在初级电路中,要求输入端电容、晶体管和变压器彼此靠近,且布线紧凑;在次级电路中,要求二极管、变压器和输出端电容彼此贴近。
在印制板上,将正负载流导线分别布在印制板的两面,并设法使两个载流导体彼此间保持平行,因为平行紧靠的正负载流导体所产生的外部磁场是趋向于相互抵消的。
布线间的电磁耦合是通过电场和磁场进行的,因此在布线时,应注意对电场与磁场耦合的抑制。对电场的抑制方法有:
1)尽量增大线间距离,使电容耦合为最小;
2)采用静电屏蔽,屏蔽层要接地;
3)降低敏感线路的输入阻抗。
对磁场的抑制方法有:
1)减小骚扰源和敏感电路的环路面积;
2)增大线间距离,使耦合骚扰源与敏感电路间的互感尽可能地小;
3)最好使骚扰源与敏感电路呈直角布线,以便大大降低线路间耦合。
一、从原理图到pcb的设计流程 建立元件参数－>输入原理网表->设计参数设置->手工布局->手工布线->验证设计－>复查->cam输出。
二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil。
焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。
三、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路：
(1). 电源开关交流回路
(2). 输出整流交流回路
(3). 输入信号源电流回路
(4). 输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源；如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连，交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去。电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns。这两个回路最容易产生电磁干扰，因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路，每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似，最佳设计流程如下：
· 放置变压器
· 设计电源开关电流回路
· 设计输出整流器电流回路
· 连接到交流电源电路的控制电路
· 设计输入电流源回路和输入滤波器 设计输出负载回路和输出滤波器根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则：
(1) 首先要考虑pcb尺寸大小。pcb尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加；过小则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3：2或4：3，位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。
(2) 放置器件时要考虑以后的焊接，不要太密集.
(3) 以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、 整齐、紧凑地排列在pcb上，尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接, 去耦电容尽量靠近器件的vcc。
(4) 在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。
(5) 按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。
(6) 布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。
(7) 尽可能地减小环路面积,以抑制开关电源的辐射干扰。
四、布线开关电源中包含有高频信号，pcb上任何印制线都可以起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响其阻抗和感抗，从而影响频率响应。即使是通过直流信号的印制线也会从邻近的印制线耦合到射频信号并造成电路问题(甚至再次辐射出干扰信号)。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽，这意味着必须将所有连接到印制线和连接到其他电源线的元器件放置得很近。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比，而宽度则与印制线的电感量和阻抗成反比。长度反映出印制线响应的波长，长度越长，印制线能发送和接收电磁波的频率越低，它就能辐射出更多的射频能量。根据印制线路板电流的大小，尽量加租电源线宽度，减少环路电阻。 同时、使电源线、地线的走向和电流的方向一致，这样有助于增强抗噪声能力。接地是开关电源四个电流回路的底层支路，作为电路的公共参考点起着很重要的作用，它是控制干扰的重要方法。因此，在布局中应仔细考虑接地线的放置，将各种接地混合会造成电源工作不稳定。在地线设计中应注意以下几点：
1. 正确选择单点接地通常，滤波电容公共端应是其它的接地点耦合到大电流的交流地的唯一连接点，同一级电路的接地点应尽量靠近，并且本级电路的电源滤波电容也应接在该级接地点上，主要是考虑电路各部分回流到地的电流是变化的，因实际流过的线路的阻抗会导致电路各部分地电位的变化而引入干扰。在本开关电源中，它的布线和器件间的电感影响较小，而接地电路形成的环流对干扰影响较大，因而采用一点接地，即将电源开关电流回路 （中的几个器件的地线都连到接地脚上，输出整流器电流回路的几个器件的地线也同样接到相应的滤波电容的接地脚上，这样电源工作较稳定，不易自激。做不到单点时，在共地处接两二极管或一小电阻，其实接在比较集中的一块铜箔处就可以。
2. 尽量加粗接地线 若接地线很细，接地电位则随电流的变化而变化，致使电子设备的定时信号电平不稳，抗噪声性能变坏，因此要确保每一个大电流的接地端采用尽量短而宽的印制线，尽量加宽电源、地线宽度，最好是地线比电源线宽，它们的关系是：地线＞电源线＞信号线，如有可能，接地线的宽度应大于3mm，也可用大面积铜层作地线用,在印制板上把没被用上的地方都与地相连接作为地线用。进行全局布线的时候，还须遵循以下原则：
(1).布线方向：从焊接面看，元件的排列方位尽可能保持与原理图相一致，布线方向最好与电路图走线方向相一致，因生产过程中通常需要在焊接面进行各种参数的检测，故这样做便于生产中的检查，调试及检修（注：指在满足电路性能及整机安装与面板布局要求的前提下）。
(2).设计布线图时走线尽量少拐弯，印刷弧上的线宽不要突变，导线拐角应≥90度,力求线条简单明了。
(3).印刷电路中不允许有交叉电路，对于可能交叉的线条，可以用“钻”、“绕”两种办法解决。即让某引线从别的电阻、电容、三极管脚下的空隙处“钻”过去，或从可能交叉的某条引线的一端“绕”过去，在特殊情况下如何电路很复杂，为简化设计也允许用导线跨接，解决交叉电路问题。因采用单面板，直插元件位于top面，表贴器件位于bottom面，所以在布局的时候直插器件可与表贴器件交叠，但要避免焊盘重叠。
3．输入地与输出地本开关电源中为低压的dc－dc，欲将输出电压反馈回变压器的初级，两边的电路应有共同的参考地，所以在对两边的地线分别铺铜之后，还要连接在一起，形成共同的地。
五、检查 布线设计完成后，需认真检查布线设计是否符合设计者所制定的规则，同时也需确认所制定的规则是否符合印制板生产工艺的需求，一般检查线与线、线与元件焊盘、线与贯通孔、元件焊盘与贯通孔、贯通孔与贯通孔之间的距离是否合理，是否满足生产要求。 电源线和地线的宽度是否合适，在pcb中是否还有能让地线加宽的地方。注意： 有些错误可以忽略，例如有些接插件的outline的一部分放在了板框外，检查间距时会出错；另外每次修改过走线和过孔之后，都要重新覆铜一次。
六、复查根据“pcb检查表”，内容包括设计规则，层定义、线宽、间距、焊盘、过孔设置，还要重点复查器件布局的合理性，电源、地线网络的走线，高速时钟网络的走线与屏蔽，去耦电容的摆放和连接等。
七、设计输出 输出光绘文件的注意事项：
【关键词】开关电源；无源功率；因数校正；优化设计
中图分类号：S611文献标识码： A
1.前言
我国早在2002年就开始在全国范围内实行中国强制认证要求，即所谓的3C认证，3C认证有如下的要求：第一，要采用更加严格的电磁兼容（EMC）的要求标准，并型号提供电磁兼容性能简要报告以及相关的文件；第二，对谐波电流的限定和控制的强度需要加强，其实际过程中是添加了PFC（功率因数校正）电路。采取二极管整流、电容滤波的非线性是电路计算机开关电源的原理，它具有输入功率比较低，很强的谐波电流的特点和优势，从而可以用PFC电路来提高功率的因数，对谐波起到一定阻碍效果。这也就意味着功率因数的高低及其谐波电流失真状况是影响计算机电源的一个非常重要的因素。
2.功率因数的校正
根据我们所能掌握的情况来说，PFC（功率因数校正）分为无源PFC和有源PFC两种模式。
如图1所示，便是无源PFC电路的典型代表。
图1 无源PFC电路的运用代表图
事实上，为了防止开关电源的电磁干扰通过进线干扰开关电源外的其它电路或设备，通常会将电感接在整流器的前面，正如下图2所示，这样的改进消除了无源PFC电路中的电感的直流分量，可以防止电感铁芯饱和的情况发生。
应用无源PFC的优势表现在很多方面：方法简略、靠得住，不用进行控制，而且还能够使得输入的电流的总谐波含量和基波比下降到30%以内，输入电流的总谐波的含量及其3、5、7等奇次谐波可以获得很好的改善，功率因数也可以获得很好的提升。由于在电路中应用了串联电感补偿的方法，这样就会在必然程度上降低了成本。
图2 改进型的无源PFC电路
当然，从辨证的角度出发客观的研究无源PFC电路，也不难发现它也具有一些缺点，由于它增加了无源的元件，所以体积就会变得很大而且也会比较的笨重，导致校正之后的功率因数也不是非常的高，一般为0.8左右，并且还会释放大量的热，也有可能引发工频共振和噪声。
有源PFC和无源PFC相比，有源的PFC主要是使用了全控开关器件构成的开关电路，这样来使输入电流的波形跟随电压波形变化，从而能使电流和电压达到同相的目标。
使用有源PFC电路的开关电源的优势主要表现在两个方面，其一，能够使得总谐波的含量下降到5%以内，而功率因数则会跨越0.99，而且还能把开关电源输入电压的区域扩大为全域电压。其二，它还具有稳定性好、振动和噪声比较小的好处。
有源PFC技术的采用是可以很好的降低谐波的含量、增大功率的因数的，如此就满足了谐波含量的要求。但是，由于电路和控制都是比较复杂的，因而会产生较高的成本费用，并且开关器件的高速开关会导致电路开关的耗损增大，这样效率就会比无源PFC电路的效率低一些。
3.无源的PFC的工作原理
假设电源电压是正弦波，它的表达式可以表示为es=Essint；假设非线性负载从交流电源汲取的电路是周期性非正弦波形，可用以下式子进行表示：
Il=Insin(nt+n)
=I1cos1sint+I1sin1cost+I0+Insin(nt+n)
在上式中，等号右边的第1项是基波有功电流的分量，被记为ip；其次是基波无功电流的分量ir；第3项是直流分量；第4项是负载电流iL的高次谐波分量之和，被记为ih。
先计算出在一个周期内的平均功率，从而求得有功功率
P=iLdt=[ip+ii+I0+ih]dt
由此式积分以后演变可得
P=EsI1cos1
视在功率为
S=EsIL
则功率因数为
=P/S=I1/ILcos1=PF
4.无源PFC电路的仿真
在无源PFC的基础原理上，使用了下图3所示的电路进行仿真。
图3 无源PFC仿真的电路图
单相PFC电路的输入电路的电压和电流都是属于正弦波的模式的，输入的电压E=220V，C=300μF。
在PFC的电路中，选取合适大小的电感值L，这一点对于功率因数的校正是十分重要的。本文应用的就是MUTISIM仿真，在负载功率不同的情况下，经过对系统结构中的电感的参数大小的改变来观察系统的输出电流的波形，以及各个谐波的比例。
在负载不变的条件下，无源PFC电路的电感L取值不一样会对电路的功率因数有较大的差异，并且会呈一定的提高趋势，电感L值越大，高次谐波的分量就会越小，这时的电流波形类似于正弦波，相对应的电压相位的差值会越大。表1就为电感及其负载不同的时候的仿真的结果。
表1 电感L及不同负载情况下的功率因数
负载电阻
电感(mH) 100Ω 200Ω 300Ω 400Ω 500Ω 600Ω 700Ω 800Ω 900Ω
5 0.713 0.696 0.678 0.665 0.638 0.624 0.621 0.615 0.610
10 0.749 0.731 0.725 0.697 0.674 0.661 0.658 0.650 0.643
20 0.712 0.705 0.698 0.699 0.637 0.612 0.633 0.637 0.632
30 0.695 0.688 0.679 0.673 0.512 0.611 0.632 0.615 0.613
40 0.745 0.733 0.731 0.728 0.715 0.724 0.725 0.721 0.720
50 0.643 0.667 0.695 0.682 0.685 0.667 0.643 0.631 0.620
60 0.737 0.723 0.731 0.736 0.741 0.721 0.715 0.707 0.702
70 0.688 0.733 0.718 0.722 0.737 0.729 0.724 0.714 0.716
80 0.698 0.718 0.719 0.743 0.753 0.755 0.757 0.746 0.752
90 0.674 0.688 0.716 0.723 0.715 0.721 0.718 0.721 0.726
100 0.669 0.701 0.728 0.711 0.724 0.716 0.723 0.734 0.738
200 0.482 0.625 0.681 0.699 0.720 0.725 0.734 0.735 0.733
250 0.712 0.582 0.628 0.639 0.671 0.689 0.711 0.715 0.716
300 0.494 0.599 0.602 0.598 0.603 0.614 0.625 0.634 0.642
从表1我们就能够看出，当负载一定的时候，电感L的取值不同会造成校正后的功率因数有所变化。电流和电压的相位差与电感L的取值呈同向发展的态势，也就是说电感L的取值越大，电流和电压的相位差就越大，由此导致功率因数下降。当电感L的取值越小时，奇次谐波就会越大，如此也会降低功率因数；当电感L取定值时，跟着负载的增大，功率因数就会下降，而且负载变大，输入的电流就会越大，就会更容易使得电感铁芯趋于饱和，与此同时也会使得电源的输入功率降低。所以只有电感L取得合适值的时候，校正的效果才能达到最佳的状态。
依据表1中的数据，我们可以做出不同负载下功率因数与电感L之间的曲线关系图（如图4所示）
图4 功率因数与电感L的关系曲线图
从上附表和图中，我们可以看出，PFC技术运用在小功率的开关电源电路的时候，校正的效果是比较好的。然而，在许多的实际应用的案例中，很多的电源工作是都是达不到额定功率的，而且多数情况下都是处在轻载的状态的。无源PFC电路当处于轻载和满载的时候，校正的效果也是有所不同的。据我们所知，轻载时校正的功率因数是比满载的时候略微低点，这是在当无源PFC电路在处于轻载的时候会出现的状况。
按照表1 的数据、功率因数和电感L之间的曲线关系及其输入电压和电流相位的关系可以推断找到适合的电感值，而且是能够满足高次谐波的水平的。
一般情况下，在做PFC的分析时，大部分应用的是如图1所示的典型的无源PFC电路，它的电感是接在整流器的后面的，但是实际应用中常常使用如图2所示的经过改进的PFC电路，它的电感是接在整流桥的前面的，这种接法对于去除直流分量是很有效果的。如图5和图6所示，当L=0.06H，RL=300Ω的时候，分别使用图1 和图2的两种电路结构仿真得到的输入电流的频谱图。
图5无源PFC仿真的输入电流频谱图
图6 改进型的无源PFC仿真的输入电流频谱图
从图5所反映的结果来看，较大的直流分量很明显是运用了无源PFC电路结构的，同时我们也能看出电源功率的下降也是很明显的，谐波主要是来自偶次谐波，这样也会导致较大的无功分量的。所以说，现实中的电路中的电感L通常都是接在整流桥的前面的。
5.结束语
通过对分析仿真的无源PFC电路，可以得到下列的几个结论：
（1）输入电流谐波成分会因为PFC技术的应用而得到比较好的作用，同时，正确、合适地使用PFC技术能够适当减小输入的电流和电压的相位的差值。因此，校正功率因数的技术是提高整个电路功率因数质量的一个好的方法。当然，作为输入输出能量传递关键的电感元件，它的作用也是不可小觑。此外，对PFC的结果有作用的因素还包括电感的取值。
（2）无源PFC电路的优势在于：成本较低、较为简单、可以消除可能会产生的各种干扰噪声或信号，同时可以通过控制浪涌的电流来获得较为满意的有功分量。因此，无源PFC技术可以在小功率的场合推荐使用。
【参考文献】
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关键词：RCC； 开关电源； 频率计算； 变压器设计
中图分类号：TN710-34； TM433 文献标识码：A 文章编号：1004-373X(2011)24-0199-03
Design for RCC Switch Mode Power Supply Based on Frequency Account
YANG Shu-tao, GU Jia-chen, QI Li, WANG Zai-li
(Unit 63889 of PLA, Mengzhou 454750, China)
Abstract： RCC (ringing choke convertor) is one of the most popular ways to design low/medium SMPS (switch mode power supply). Due to the parameters are interactional in the design of RCC SMPS, the interaction makes calculation and debugging complex. The existing ways preelect the frequency, and then validate them repeatedly by AP. Several time calculation is needed. Moreover, the system is hard to work in the best state. The transformer design is the key link in SMPS, and the most important reference is frequency in transformer design. If the working frequency can be obtained in advance, or at least make certain of the influence factors, the account and debugging time will be shorten obviously. The formula for frequency is derived first to determine the main source of frequency, and the relation of the transformer inductance and the input voltage. And then the other parameters of the transformer are confirmed, at last the other parameters of whole SMPS are determined. The rationality of the design was proved by the simple debugging for SMPS hardwares.
Keywords： RCC; switch mode power supply; frequency account; transformer design
RCC（Ringing Choke Convertor）式开关电源具有所需器件少，成本低，不用外部时钟控制，工作于临界连续状态，可以方便地实现电流型控制，在结构上是单极点系统，容易得到快速稳定的响应，具有自动功率限制等优点 [1-2 ]。RCC电路原理简单，由开关变压器和主开关管谐振产生振荡，副开关管可以调节占空比，以此调节输出电压 [3-4 ]。但是RCC电源的占空比、工作频率随使用环境和内部参数的变化而改变，使得开关管控制极的电流驱动波形难以确定，给器件参数选定，尤其是变压器的设计带来困难 [5-6 ]。传统设计主要有诺模图法和磁芯面积乘积AP计算校验法 [3-4 ]。这两种方法在定频率计算中较实用，但若未知频率，将不能用以上两种方式设计。传统的方法是给RCC电源预设一频率，然后设计变压器 [1，3，5 ]。但因变压器参数直接影响到电源的工作频率，所设计的变压器工作频率经常与预设频率相差太大而不能正常工作；电源参数需多次重复设计，导致初期设计计算量大，而且该“拼凑法”在后期调试中，实际频率很难与理论值吻合，导致电源不能工作在设计的最佳状态。
本文推导出频率计算公式，并得出频率与输入电压成正比，与负载电流、初、次级电感量成反比。在确定的输入电压和已知的最大输出功率下，根据电源给定的输入电压、输出电压、额定工作频率和占空比直接求取变压器的初、次级匝数，一次设计就能确定变压器所有参数，解决了高频变压器设计中需要反复设计与验证的问题。基于该方法设计了一台5 V/10 A的开关电源，并对电源的工作频率、占空比等参数进行了验证。
1 RCC原理
1.1 RCC原理
RCC原理图如图1所示。上电后，C3两端电压使电流经起振电阻R1，R2，驱使主开关管Q1导通，随着Q1导通，经由反馈电感T1的反馈信号加强对Q1控制极正向驱动，使Q1迅速导通。因感应电动势与电流变化率成正比，当变压器初级电流最大(饱和导通)时，T1′两端电压为0，Q1退出饱和状态开始关断。此时，T1′感生反向电动势，加速Q1关断，同时饱和状态R4两端电压驱使Q2开通，并将Q1控制极短路，使Q1关断，经起振电阻R1，R2重新使Q1导通，依此循环 [3，7-8 ]。RCC电路始终工作在临界导通模式，不会出现反激变换中的连续能量传递模式，其初级电流始终都是一个锯齿形三角波形，而不会出现梯形波 [8-10 ]。RCC电路调节电压的输入方式是通过控制初级峰值电流来实现的［3］。
1.2 自振荡频率计算
若变压器T1的初级、次级电流为i1,i2，电压为u1,u2，匝数为N1,N2，电感量为L1,L2，分析变压器初级电感，由电磁感应定律知，在导通时间Δt下有以下关系：u1=L1i1Δt
（1） 在Δt为导通时间Ton时，初级有电流最大值：I1max=u1Ton/L1
（2） 则导通时间：Ton=L1I1max/u1
（3） 由变压器基本原理得次级最大电流值为：I2max=N1N2•u1L1Ton
（4） 由于次级电流以u2/L2比率减小，则次级输出瞬时电流为：i2=I2max-u2L2Δt
（5） 当Δt=Toff时，有：I2max-u2ToffL2=0
（6） 由式（3），式（4），式（6）可知，关断时间为：Toff=N1N2Ton=N1N2•L2u2I1max
（7） 由式（3），式（7）可知，占空比为：D=11+u1u2L2L1
（8） 由式（8）可知，占空比与变压器初级电感量L1成正比，与输入电压u1、次级电感量L2成反比，占空比不受初、次级电流变化的影响。
理想状态下变压器的输入输出能量相等：12L1I21maxf=u1i1
（9）由式（3），式（7），式（9）整理得： f=12i2u2u2L1/u1+L22
（10） 由式（10）可知，振荡频率f随u1的升高而升高，随输出电流i2、初次级电感量L1，L2的增大而减小。根据式（8），式（10），可确定变压器的初、次级电感L1，L2，它们是检验电源能否达到设计要求的重要参考。
2 设计实例
基于频率计算法设计了一个50 W的RCC开关电源，其原理图如图2所示。为了图面清晰，图中未画出工频滤波和整流电路。该电源采用典型RCC拓扑结构，其整流、滤波、缓冲吸收电路、电压负反馈电路、过流控制的设计可参照文献［3，11-12］。
2.1 选择磁芯
所设计的电源最大输出功率为Pout=50 W，所需的输入功率Pin=Pout/η，预计效率为0.8，以时变压器能承载的最大功率应不小于62.5 W。若设计的电源最低工作频率不低于50 kHz，查磁芯参数表知，EE30磁芯在50 kHz时最大输出功率为64 W [13-14 ]，能满足所需功率的要求，其磁芯有效截面积Ae=109 mm2。
2.2 求初、次级匝数
自激反激式变压器匝数N的计算公式为［1］：N=u22BwAef
（11）式中：输出电压u2=5.7 V（含整流管压降0.7 V），若允许磁芯工作磁通密度Bw≤120 mT，将Bw代入式（11）得N2≥4.35，则取整为5匝。
由于变压器的输入/输出能量相等：12u1I1maxTon=12u2I2maxToff=u2i2T
（12） 从而有：I2max=2i21－D
（13） 由于次级最大平均电流为10 A，设计占空比D为0.3，则输出瞬时极限电流I2max=28.57 A，由式（6）解出次级电感量L2=2.45 μH。同理可以得出初级极限电流I1max=1.34 A，初级电感量L1=1.39 mH。由式（4）知N1=106。
2.3 选定线径
漆包线电流密度J=4 A/mm2，则线径为：Φ=2×I/(J×π)
（14） 相应可得初次级绕组线径分别为：Φ1=0.253 mm，Φ2=1.784 mm。对照GB（国标）线径表，取接近且不小于计算值的初级线径为0.28 mm，次级线径为1.25 mm，两股并绕。
2.4 磁芯窗口空间校验
线圈所占窗口面积为：Aw1=πΦ214N1+πΦ222N2=17.6 mm2
（15） 查相应磁芯参数表知，EE30磁芯的窗口面积Aw=73.35 mm2，若窗口使用系数取推荐经验值 [3 ]0.4，则0.4Aw=29.34 mm2＞Aw1，磁芯空间可以容下绕组。
2.5 气隙计算
为了有效防止磁芯磁饱和，RCC式开关电源高频变压器应在磁芯中插入气隙 [10，14 ]，使磁芯的导磁率下降。气隙Lg的计算公式为 [3 ]：Lg=μ0AeN21L1
（16）式中：μ0为真空中磁导率，所有量均为已知。计算得Lg=1.26 mm。由于磁芯为EE型对称安装，磁芯气隙均分到磁芯所留空隙中，EE30磁芯安装时，需要保留Lg/2=0.63 mm的间隙。变压器的主要参数如表1所示。
3 实验结果及分析
输出电流为10 A时初级电流i1和次级电压u2如图3所示。从数字示波器的波形可以看出，此时的占空比D为0.31，与设定的占空比相差3.33%，频率f为47.6 kHz，与设定频率相差3.93%。这是由于高频变压器次级线圈取整引起的，通过调节磁芯气隙可以简捷调节变压器初、次级线圈的电感值，使各项指标与理论值相吻合。因误差不大，该设计中没有做此调整。
采用自耦变压器调压，测得在母线电压降低为250 V，次级电流保持10 A时次级电压如图4所示。
图3 满载时的初级电流、次级电压此时的占空比D为0.36，频率f为40 kHz，说明RCC变压器工作占空比随输入电压的减小而增大，工作频率随输入电压的减小而减小。将u1=250 V代入占空比计算式（8）和频率计算式（10），求解得出D=0.343，f=40.7 kHz，实际工作占空比与理论值相差5.56%，工作频率与理论值相差1.72%。输入直流电压为300 V，输出电流为5 A时，变压器次级线圈电压如图5所示。
此时的占空比D为0.3，频率f为100 kHz，说明当改变输出电流值时，电源的工作占空比并没有发生变化，占空比与输出电流大小没有关系。而工作频率随输出电流的减小而线性增大。将io=5 A代入占空比计算式（8）及频率计算式（10），求解得出D=0.3，f=92 kHz，工作频率与理论值相差8.69%。
4 结 语
RCC电路通过变压器初级线圈与开关管谐振产生自振荡，在输入电压和负载一定时，振荡频率受初、次级电感量的影响较大。因RCC工作频率可变，而过低频率将导致磁芯磁饱和，因此设计RCC变压器时必须留有气隙，以增大磁阻，防止磁芯饱和。与普通变压器工作方式不用，RCC变压器初、次级线圈相当于储能电感，加之变压器磁芯装配预留气隙产生的漏感以及缓冲网络引发的损耗，不能简单用初级的压匝比求次级匝数。为此，本文提出了一种用于RCC开关电源设计的频率计算验证方法，可以根据变压器的输入电压、输出电压、工作频率和占空比等参数直接计算变压器的相关参数。依照该方法设计的电源不需重复设计和校验即可工作在预设的状态，解决了RCC变压器需反复设计的问题。基于该方法设计了一台实验样机，实验表明，其工作状态与设定状态基本一致，说明用变压器匝数直接计算法设计RCC电源是可行和有效的。本文推导出了RCC电源的工作频率、占空比与变压器初、次级电感量、输入电压、输出电流的关系，为RCC式开关电源的设计和调试提供了依据。
参 考 文 献
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关键词： 直流开关电源；开关电源；设计
1 直流稳压电源概述
直流稳压电源在一个典型系统中担当着非常重要的角色。从某种程度上可以看成是系统的心脏。电源的系统的电路提供持续的、稳定的能源，使系统免受外部的干扰，并防止系统对其自身产生的伤害。如果电源内部发生故障，不应造成系统的故障，而确保系统安全可靠运行。因此，人们非常重视系统直流电源的设计或选用。直流稳压电源通常分为线性稳压和开关稳压两种类型。
1.1 线性稳亚电源
线性稳压电源是指起电压调整功能作用的器件始终工作在线性放大区的直流稳压电源，期工作原理如图1。
它由50 工频变压器、整流器、滤波器以及串联调整稳压器组成。
线性稳压电源的优点是具有优良的纹波及动态响应特性。但同时存在以下缺点：输入采用50 工频变压器，体积庞大且和很重；电压调整器件工作在线性放大区内，损耗大，效率低；过载能力差。
线性电源主要应用在对发热和效率要求不高的场合，或者要求成本及设计周期短的情况。线性电源作为板载电源广泛应用于分布电源系统中，特别是当配电电压低于40V时。线性电源的输出电压只能低于输入电压，并且每个线性电源只能产生一路输出。线性电源的效率在百分之三十五到百分之五十之间，损耗以热的形式耗散。
1.2 PWM开关稳压电源
一般将开关稳压电源简称开关电源，开关电源与线性稳压电源不同，它是起电压调整功能作用的器件，始终工作在开关状态。开关电源主要采用脉宽调制技术。
开关电源的优点；
1）功耗小、效率高。电源中开关器件交替地工作在导通-截止和截止-导通的开关状态，转换速度快，这使得开关管的功耗很小，电源的效率可以大幅度提高，可达到百分之九十到百分之九十五。
2）体积小、重量轻。开关电源效率高，损耗小，则可以省去较大体积的散热器；隔离变压用高频变压器取代工频变压器，可大大减小体积，降低重量；因为开关频率高，输出滤波电容的容量和体积大为减小。
3）稳压范围宽。开关电源的输出电压由占空比来调节，输入电压的变化可以通过调节占空比的大小来补偿，这样在工频电网电压变化较大时，它仍然能保证有较稳定的输出电压。
4）电路形式灵活多样。设计者可以发挥各种类型电路的特长，设计出能满足不同的应用场合的开关电源。
开关电源的缺点主要是：存在开关噪声大。在开关电源中，开关器件工作在开关状态，它产生的交流电压和电流会通过电路中的其他元器件产生尖峰干扰和谐振干扰，这些干扰如果不采用一定的措施进行抑制、消除和屏蔽，就会严重影响整机的正常工作。此外，这些干扰还会串入工频电网，使附近的其他电子仪器、设备、和家用电器收到干扰。因此设计开关电源时，必须采取合理的措施来抑制其本身产生的干扰。
PWM开关电源在使用时比线性电源具有更高的效率和灵活等特点。因此，在便携式产品、航空和自动化产品、仪器仪表以及通讯系统等，要求高效率、体积小、重量轻和多组电源电源输出的场合，得到了广泛的应用。但是开关电源的成本高，而且需要开发周期较长。
2 开关电源的设计
2.1 开关电源的工作原理
开关电源主要采用直流斩波技术，即降压变换、升压变换、变压器隔离的DC/DC变换电路理论和PWM控制技术来实现的。具有输入、输出隔离的PWM开关电源工作原理框图，如图2所示。
50Hz单相交流220V电压或三相交流220V/380V电压经EMI防电磁干扰电源滤波器，直接整流滤波；然后再将滤波后的直流电压经变换电路变换为数十千赫或数百千赫的高频方波或准方波电压，通过高频变压器隔离并降压（或升压）后，再经高频整流、滤波电路；最后输出直流电压。通过取样、比较、放大及控制、驱动电路，控制变换器中功率开关管的占空比，便能得到稳定的输出电压。在直流斩波控制中，有定频调宽、定宽调频和调频调宽3种控制方式。定频调宽是保持开关频率（开关周期T）不变，波形如图3所示。
通过改变导通时间高。而定宽调频则是保持导通时间T on不变，通过改变开关频率，来达到改变占空比的一种控制方式。由于调频控制方式的工作频率是不固定的，造成滤波器设计困难，因此，目前绝大部分的开关电源均采用PWM控制。
2.2 开关电源的主要性能指标
开关电源的质量好坏主要由其性能指标来体现。因此，对于设计者或使用者来讲，都必须对其内容有一个较全面的了解。一般性能指标包括电气指标、机械特性、适用环境、可靠性、安全性以及生产成本等。这里仅介绍常见的电气指标。
2.2.1 输入参数
输入参数包括输入电压、交流或直流、频率、相数、输入电流、功率因数以及谐波含量等。
1）输入电压：国内应用的民用交流电源电压三相为380V，单相为220V；国外的电源需要参出口国电压标准。目前开关电源流行采用国际通用电压范围，即单相交流85～265V，这一范围覆盖了全球各种民用电源标准所限定的电压，但对电源的设计提出了较高的要求。输入电压范围的下限影响变压器设计时电压比的计算，而上限决定了主电路元器件的电压等级。输入电压变化范围过宽，使设计中必须留过大裕量而造成浪费，因此变化范围应在满足实际要求的前提下尽量小。
2）输入频率：我国民用和工业用电的频率为50Hz，航空、航天及船舶用的电源经常采用交流400Hz输入，这时的输入电压通常为单相或三相115V。
3）输入相数：三相输入的情况下，整流后直流电压约是单相输入时的1.7倍，当开关电源的功为3～5kW时，可以选单相输入，以降低主电路器件的电压等级，从而可以降低成本；当功率大于5kW时，应选三相输入，以避免引起电网三相间的不平衡，同时也可以减小主电路中的电流，以降低损耗。
4）输入电流：输入电流通常包含额定输入电流和最大电流2项，是输入开关、接线端子、熔断器和整流桥等元器件的设计依据。
5）输入功率因数和谐波：目前，对保护电网环境、降低谐波污染的要求越来越高，许多国家和地区都已出台相应的标准，对用电装置的输入谐波电流和功率因数做出较严格的规定，因此开关电源的输入谐波电流和功率因数成为重要指标，也是设计中的一个重点之一。目前，单相有源功率因数校正（FPC）技术已经基本成熟，附加的成本也较低，可以很容易地使输入功率因数达到0.99以上，输入总谐波电流小于5%。
2.2.2 输出参数
输出参数包括输出功率、输出电压、输出电流、纹波、稳压精度、稳流精度、输出特性以及效率等。
1）输出电压：通常给出额定值和调节范围2项内容。输出电压上限关系到变压器设计中电压比的计算，过高的上限要求会导致过大的设计裕量和额定点特性变差，因此在满足实际要求的前提下，上限应尽量靠近额定点。相比之下，下限的限制较宽松。
2）输出电流：通常给出额定值和一定条件下的过载倍数，有稳流要求的电源还会指定调节范围。有的电源不允许空载，此时应指定电流下限。
3）稳压、稳流精度：通常以正负误差带的形式给出。影响电源稳压、稳流精度的因素很多，主要有输入电压变化、输出负载变化、温度变化及器件老化等。通常精度可以分成。3项考核：① 输入电压调整率；② 负载调整率；③ 时效偏差。同精度密切相关的因素是基准源精度、检测元件精度、控制电路中运算放大器精度等。④ 电源的输出特性：与应用领域的工艺要求有关，相互之间的差别很大。设计中必须根据输出特性的要求，来确定主电路和控制电路的形式。⑤ 纹波：开关电源的输出电压纹波成分较为复杂，通常按频带可以分为3类： 高频噪声，即远高于开关频率 的尖刺；开关频率纹波，指开关频率 附近的频率成分； 低频纹波，频率低于的 成分，即低频波动。
对纹波有多种量化方法，常用的有纹波系数、峰峰电压值、按3种频率成分分别计量幅值以及衡重法。⑥ 效率：是电源的重要指标，它通常定义为η=Po/Pi×100%。式中，Pi为输入有功功率；Po为输出功率。通常给出在额定输入电压和额定输出电压、额定输出电流条件下的效率。对于开关电源来说，效率提高就意味着损耗功率的下降，从而降低电源温升，提高可靠性，节能的效果明显，所以应尽量提高效率。一般来说，输出电压较高的电源的效率比输出低电压的电源高。
2.2.3 电磁兼容性能指标
电磁兼容也是近年来备受关注的问题。电子装置的大量使用，带来了相互干扰的问题，有时可能导致致命的后果，如在飞行的飞机机舱内使用无线电话或便携式电脑，就有可能干扰机载电子设备而造成飞机失事。电磁兼容性包含2方面的内容：
电磁敏感性、电磁干扰分别指电子装置抵抗外来干扰的能力和自身产生的干扰强度。通过制定标准，使每个装置能够抵抗干扰的强度远远大于各自发出的干扰强度，则这些装置在一起工作时，相互干扰导致工作不正常的可能性就比较小，从而实现电磁兼容。
因此，标准化对电磁兼容问题来说十分重要。各国有关电磁兼容的标准很多，并且都形成了一定的体系，在开关电源设计时应考虑相关标准。
3 开关电源的设计步骤
开关电源的设计一般采用模块化的设计思想，其设计步骤是：
1）首先从明确设计性能指标开始，然后根据常规的设计要求选择一种开关电源的拓扑结构、开关工作频率确定设计的难点，依据输出功率的要求选择半导体器件的型号；
2）变压器和电感线圈的参数计算，磁性材料设计是一个优质的开关电源设计的关键，合理的设计对开关电源的性能指标以及工作可靠性影响极大；
3）设计选择输出整流器和滤波电容；
4）选择功率开关的驱动控制方式，最好选用能实现PWM控制的集成电路芯片，也可利用单片机实现PWM控制；
5）设计反馈调节电路；
6）根据设计要求设计过电压、过电流和紧急保护电路；
7）根据热分析设计散热器；
8）设计实验电路的PCB板和电源的结构，组装、调试，测试所有的性能指标；
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
（1、烟台德尔自控技术有限公司，山东 烟台 264006 2、沈阳工业大学，辽宁 沈阳 110178）
摘 要：以UC3842和FQP12N60C为基础设计了一款可编程序控制器专用电源。意在介绍通用开关电源的工作原理与设计过程，并且着重介绍高频变压器的设计以及整板调试过程，突出以理论为基础，工程设计为主导的设计方法。该电源经过实际测试，符合可编程序控制器专用电源的标准。
关键词：变频器；开关电源；UC3842
引言
现应用UC3842芯片设计了一款可编程序控制器用的开关电源，经过大量实验。在输入有很大波动的时候，该电源也能稳定工作。其中为CPU供电的+5V电源误差范围在0.1V，达到了设计目标。而且本开关电源也可作为其它电力电子控制设备的电源，可移植性能好。
1 设计要求
本电源利用PWM控制技术实现DC-DC转换，通过FQP12N60C的电流检测端口与控制电路要求精度最高的电源相连，当输入有干扰的情况下，通过调节占空比来稳定对多路电源的输出。
具体指标如下：输入：直流250V±40%，输出：直流+24V、6A；+5V、2A。输出全部采用共地方式，控制系统对电源输出的纹波电压小于5%。
2 原理图功能分析与设计过程
基于UC3842和FQP12N60C所组成的开关电源的电路原理图。包括整流、滤波、PWM控制器等结构。电源内部采用单端反激式拓扑结构，具有输入欠电压保护、过电压保护、外部设定极限电流、降低最大占空比等功能。
2.1输入侧整流、滤波、保护电路设计。从AC（L）线路进线串联保险丝（F1），起到过流保护作用。从AC（N）线路进线串联热敏电阻（RT110D-9），对接通AC电源时产生的浪涌电流起限制作用。在熔断器与热敏电阻的出线端并联压敏电阻（VR1），对接通AC电源时产生的浪涌电压起限制作用。之后并联安规电容CX1，泄流电阻R5。防止大电容失效后漏电，危及用电人员安全。之后串联电感，出线端并联X2电容。然后经过整流桥D1整流，在直流侧并联电解电容C10滤除整流后的交流分量以及谐波成份。
2.2功率管参数调整与电路设计。电阻R1提供电压前馈信号，使电流可随电压而降低，从而限定在高输入电压时的最大过载功率。电阻R2实现线电压检测。由电阻R6，电容C30，开关管ZD1，二极管D88组成简单的RCD箝位电路。达到保护开关管的目的。因而T1可以使用较高的初次级匝数比，以降低次级整流管D3上的峰值反向电压。电路采用简单的齐纳检测电路来降低成本。输出电压稳压由齐纳二极管（IC2）电压及光耦合器（IC1）决定。电阻R9提供进入齐纳二极管的偏置电流，产生对+5V输出电平、过压过载和元件变化时±5%的稳定度。
2.3高频变压器磁路设计。由于反激变换器对多组输出的应用特别有效。即单个输入电源使用同一磁路有效地提供多个稳定输出。因此本文设计的开关电源采用反激式变换结构。高频变压器的设计过程主要包括：磁芯大小的选择、最低直流输入电压的计算、工作时的磁通密度值的选择等。
（1）设计参数。设计使其工作在132KHz模式下。输入：直流250V±40%，输出：+24V、6A；+5V、2A。
（2）功率计算。
P=24×6×1+5×2×1=154W （1）
（3）磁芯选择。由公式（2）、（3）
Sj=0.15■=2.01cm2 （2）
P1=■=■=181.18W （3）
再由实际中输出引脚个数等因素，查磁芯曲线可得选择磁芯EER40。
（4）工作时的磁通密度计算。对于EER40的磁芯，振幅取其一半Bac=0.195T。
（5）原边感应电压的选择。这个值是由自己来设定的，但是这个值决定了电源的占空比。其中D为占空比，VS为原边输入电压，VOR为原边感应电压。D=■本文选定占空比D=0.5。
（6）计算变压器的原边匝数：Np=■=42匝。
（7）计算变压器的副边匝数。对于+5V，考虑到整流管的压降0.7V以及绕组压降0.6V。则副边+5V电压值：V2=（5+0.7+0.6）V=6.3V。
原边绕组每匝伏数=■=■=3.57伏/匝。
则+5V副边绕组匝数为：N5=■=1.76匝。由于副边低压大电流，应避免应用半匝线圈，考虑到E型磁芯磁路可能产生饱和的情况，使变压器调节性能变差，因此取1.76的整数值2匝。计算选定匝数下的占空比辅助输出绕组匝数，因为+5V副边匝数取整数2匝，反激电压小于正向电压，新的每匝的反激电压为6.3伏/匝。占空比必须以同样的比率变化来维持V-S值相等。由此可得：+24V副边绕组匝数为：N24=■=7.08匝。取整数值为7匝。
对于反馈线圈的匝数，反馈电压是反激的，其匝数比要和幅边对应。NS=■=1.76匝。取整数值为2匝。
（8）确定磁芯气隙的大小。首先求出原边电感量（mH），根据LP=VS■则全周期TS的平均输入电流IS=■=■=1A。
相应的Im=■=2A，IP1=■=1A。
IP2=3IP1=3A在ton期间电流变化量i=IP2-IP1=2A，LP=VS■=150×■=0.56mH。所以电感系数Al=■=■=0.00049×■。根据所选磁芯的AL=f（lg）曲线，可求得气隙
lg=■=■=0.45mm
（9）变压器设计合理性检验。首先利用磁感应强度与直流磁密相关的关系计算直流成分Bdc。根据公式计算可以得到：Bdc=?滋H=185mT
而交流和直流磁感应强度相加之和得到的磁感应强度最大值Bmax=?滋H=■+Bdc=282.5mT，而从磁性材料曲线可知BS=390mT，故工作时留有余量，设计通过。
3 结论
24V输出电压波形
参考文献
[1]张占松，蔡宣三.开关电源的原理与设计[M].第一版.北京：电子工业出版社，1999，7.
[2]赵书红，谢吉华，曹曦.一种基于TOP Switch的变频器开关电源[J].电气传动，2007，26（9）：76-80.3 结论
24V输出电压波形
参考文献
在开关电源设计中PCB板的物理设计都是最后一个环节，如果设计方法不当，PCB可能会辐射过多的电磁干扰，造成电源工作不稳定，以下针对各个步骤中所需注意的事项进行分析: 一、从原理图到PCB的设计流程 建立元件参数－>输入原理网表->设计参数设置->手工布局->手工布线->验证设计－>复查->CAM输出。 二、参数设置相邻导线间距必须能满足电气安全要求，而且为了便于操作和生产，间距也应尽量宽些。最小间距至少要能适合承受的电压，在布线密度较低时，信号线的间距可适当地加大，对高、低电平悬殊的信号线应尽可能地短且加大间距，一般情况下将走线间距设为8mil。 焊盘内孔边缘到印制板边的距离要大于1mm，这样可以避免加工时导致焊盘缺损。当与焊盘连接的走线较细时，要将焊盘与走线之间的连接设计成水滴状，这样的好处是焊盘不容易起皮，而是走线与焊盘不易断开。 三、元器件布局实践证明，即使电路原理图设计正确，印制电路板设计不当，也会对电子设备的可靠性产生不利影响。例如，如果印制板两条细平行线靠得很近，则会形成信号波形的延迟，在传输线的终端形成反射噪声；由于电源、地线的考虑不周到而引起的干扰，会使产品的性能下降，因此，在设计印制电路板的时候，应注意采用正确的方法。每一个开关电源都有四个电流回路： (1). 电源开关交流回路 (2). 输出整流交流回路 (3). 输入信号源电流回路 (4). 输出负载电流回路输入回路通过一个近似直流的电流对输入电容充电，滤波电容主要起到一个宽带储能作用；类似地，输出滤波电容也用来储存来自输出整流器的高频能量，同时消除输出负载回路的直流能量。所以，输入和输出滤波电容的接线端十分重要，输入及输出电流回路应分别只从滤波电容的接线端连接到电源；如果在输入/输出回路和电源开关/整流回路之间的连接无法与电容的接线端直接相连，交流能量将由输入或输出滤波电容并辐射到环境中去。电源开关交流回路和整流器的交流回路包含高幅梯形电流，这些电流中谐波成分很高，其频率远大于开关基频，峰值幅度可高达持续输入/输出直流电流幅度的5倍，过渡时间通常约为50ns。这两个回路最容易产生电磁干扰，因此必须在电源中其它印制线布线之前先布好这些交流回路，每个回路的三种主要的元件滤波电容、电源开关或整流器、电感或变压器应彼此相邻地进行放置，调整元件位置使它们之间的电流路径尽可能短。建立开关电源布局的最好方法与其电气设计相似，最佳设计流程如下： 放置变压器 设计电源开关电流回路 设计输出整流器电流回路 连接到交流电源电路的控制电路 设计输入电流源回路和输入滤波器 设计输出负载回路和输出滤波器根据电路的功能单元，对电路的全部元器件进行布局时，要符合以下原则： (1) 首先要考虑PCB尺寸大小。PCB尺寸过大时，印制线条长，阻抗增加，抗噪声能力下降，成本也增加；过小则散热不好，且邻近线条易受干扰。电路板的最佳形状矩形，长宽比为3：2或4：3，位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm。 (2) 放置器件时要考虑以后的焊接，不要太密集. (3) 以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、 整齐、紧凑地排列在PCB上，尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接, 去耦电容尽量靠近器件的VCC。 (4) 在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观，而且装焊容易，易于批量生产。 (5) 按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。 (6) 布局的首要原则是保证布线的布通率，移动器件时注意飞线的连接，把有连线关系的器件放在一起。 (7) 尽可能地减小环路面积,以抑制开关电源的辐射干扰。 四、布线开关电源中包含有高频信号，PCB上任何印制线都可以起到天线的作用，印制线的长度和宽度会影响其阻抗和感抗，从而影响频率响应。即使是通过直流信号的印制线也会从邻近的印制线耦合到射频信号并造成电路问题(甚至再次辐射出干扰信号)。因此应将所有通过交流电流的印制线设计得尽可能短而宽，这意味着必须将所有连接到印制线和连接到其他电源线的元器件放置得很近。印制线的长度与其表现出的电感量和阻抗成正比
【关键词】功率因数 校正 全桥变换器
随着开关电源的广泛应用，人们对其需求量日益增长，并且对电源许多方面提出了更高的要求。开关电源因具有效率高、重量轻、体积小等显著特点，其应用十分广泛，尤其在高功率方向上已成为当下诸多研究领域的研究热门。
1 功率因数PF和电流总畸变率THD
功率因数的定义，如下式：
由此可以得出：要想提高电源的功率因数，需要最大限度地抑制输入电流的波形畸变，与此同时还必须尽可能地使电流基波与电压基波之间的相位差趋于零。PF与输入电流总畸变率THD有关，它表征了设备输入电流谐波成分的大小，THD越大容易对电网造成污染。
2 改善功率因数的主要方法
2.1 多脉冲整流法
利用变压器对各次谐波电流进行移相，使奇次谐波在变压器次级相互叠加而抵消。
2.2 无源滤波器
在电路的整流器与电容间串联一个滤波电感，或在交流侧接入谐振滤波器，通过增大电流的导通角来提高功率因数。
2.3 有源滤波器
在整流器和负载之间接入一个DC/DC转换器，应用电流反馈技术，使输入端电流的波形跟踪交流输入正弦电压波形，可以使接近正弦波且与交流输入电压同相位，从而使输入端的总谐波畸变THD小于5%。
2.3.1 单级功率因数校正技术
单级功率因数校正技术的基本思想是把PFC级和DC/DC级组合在一起实现输入电流的整形和输出电压的快速调节。
2.3.2 两级功率因数校正技术
两级式功率因数校正是由PFC变换器和DC/DC变换器级联而成，PFC级通常采用升压型变换器实现输入电流的整形，其输出电压为储能电容Cb的电压Vb（中间母线电压），一般稳定在400V左右，Vb通过后级DC/DC变换实现降压，得到所需要的直流输出电压。DC/DC变换器实现了对输出电压的快速稳定调节。PFC控制器能检测线电压波形，使线电流跟踪线电压以获得单位功率因数。两级PFC使输入电流总谐波畸变THD一般小于5%，功率因数可达到0.99或更高。
由于这一校正技术的每级电路可单独分析、设计和控制，所以具有良好的性能，因此这种电路特别适合做分布式电源系统的前置级。
3 各部分电路设计
3.1 输入整流与滤波电路
输入整流电路选择Fairchild Semiconductor公司的整流桥GBPC35-06（600V，35A）。输入滤波电路选择EMI滤波器电路。
3.2 前级PFC电路
前级PFC采用Boost型。主电路由串联在回路中的储能电感L1，开关管VT1及整流二极管VD1、滤波电容C1。
3.3 DC/DC变换器的设计
DC/DC变换器采用全桥变换电路，它由两组双管正激式变换器电路组合而成的。
3.4 前级PFC控制电路设计
前级PFC控制电路选用芯片UC3854A/B，其电路主要包括振荡频率的选取、峰值电流限制电路设计、电流调节器和电压调节器的设计等。
3.5 DC/DC变换器控制电路设计
DC/DC变换器控制电路的脉宽调制控制芯片采用UC3875。通过对两个半桥开关电路的相位进行移相控制，实现半桥功率级的恒频PWM控制，借助开关器件的输出电容充放电，在输出电容放电结束的状态下完成零电压开通。其四个输出端分别驱动的A/B、C/D筛銮疟郏都能单独进行导通延时（即死区时间）的调节控制，在该死区时间里确保下一个导通管的输出电容放电完毕，为即将导通的开关管提供零电压开通条件。
4 仿真结果
4.1 PFC电路的仿真
按照如图1所示仿真电路采用Matlab软件进行仿真。
4.2 DC-DC变换器仿真
DC-DC变换器仿真电路如图2所示。仿真参数设置为：输入电压：385V，输出电压：30V，变压器匝数比：45：6。
仿真结果表明，本文设计的直流开关电源开关管两端的电压具有输出电压稳定精度高、上下脉动的成分大大减小了、功率因数得到了提高，达到了预期设计的要求。
参考文献
[1]沙占友，王彦明，葛家恰.开关电源的新技术及其应用[J].电力电子技术，2003.
[2]王星云，王平，陈莲华.软开关技术发展现状的研究[D].广州：华南理工大学，材料科学与工程学院，2008.
[3]功率因数校正（PFC）手册[Z].安森美半导体，2004.
[4]周智敏，周纪海，纪爱华.开关电源功率因数校正电路设计与应用[M].北京：人民邮电出版社，2004.
[5]路秋生.功率因数校正技术与应用[M].北京：机械工业出版社，2006.
[6]赵同贺.开关电源设计技术与应用实例[M].北京：人民邮电出版社，2007.
[7]赵同贺.新型开关电源典型电路设计与应用[M].北京：机械工业出版社，2010.
关键词： 功率因数； UCC28019； 参数计算； 调试
中图分类号： TN701?34； TM761 文献标识码： A 文章编号： 1004?373X（2014）15?0145?03
Analysis and design of switch power with high?power factor
LIU Ping， SHI Huang?huang， HUANG Sheng?yan， DIAO Wan?yu
（Tan Kah Kee College， Xiamen University， Zhangzhou 363105， China）
Abstract： Power factor correction （PFC） is an important issue in switching power supply design. PFC is widely used due to its simple peripheral circuits and high?power factor， but design of the PFC external parameters is difficult. To solve this problem， a method to determine the external parameters is proposed. The internal structure of the control device is analyzed theoretically， mathematical model is established and Matlab simulation analysis is performed， so as to fully grasp the influence of external parameters on the control performance of the system， and avoid too many blind spots in the debugging process. If the parameters determined with this method is apply to the actual circuit， a high?power factor switch power supply with high performance can be designed by means of a simple debugging.
Keywords： power factor； UCC28019； parameter calculation； debugging
节约能源是当今社会的主流，一款好的电源产品应在几乎无浪费的情况下完成能源的转换，而功率因数是衡量能源转换高低的一个重要指标，功率因数越高，能源浪费越少。目前通过查找功率因数校正的开关电源的资料学习，普遍上手不快，主要是对电路的元件参数的设置不解。针对此问题，本文详细介绍一款高功率因数开关电源，重在分析参数对电源系统的影响。设计的电源具体指标要求为：输入交流电压[Uin]在20～30 V变化时，输出直流电压[Uout=]36 V±0.1 V，输出电流[Iout=]2 A；电源输入侧功率因数在0.8～1可测、可调整。
1 控制系统分析与设计
该电源设计分为三部分：功率因数测量、升压电路、功率因数校正，设计难点在于功率因数的校正。功率因数校正（PFC）可选控制芯片很多，本文选择一款在连续工作模式下，以固定频率65 kHz工作的控制芯片UCC28019。该芯片电路简单，与升压电路结合，可实现20～30 V交流输入到36 V稳压，无需降压电路，核心关键的问题在于电路的参数的确定。UCC28019芯片资料提供相应公式用于计算电阻、电容等参数，但将计算所得参数应用实际电路中，会发现得不到理想的系统输出，盲目修改参数进行调试有时虽花费大量的时间但不成功，本文将结合芯片内部结构进行深入分析关键参数对系统的影响，从而提高硬件电路的调试效率。
1.1 功率因数测量
功率因数PF是指交流输入有功功率[P]与视在功率S的比值[1]。
[PF=PS=PURMSIRMS=1Ni=1NUiIi1Ni=1NUi21Ni=1NIi2]
式中：[URMS，][IRMS]为电压、电流的有效值。利用微型精密电压互感器、电流传感器采集电源输入侧的电压、电流，为方便单片机采集数据（只读取正向数值），在各互感器后连接整流桥。具体电路如图1，图2所示。
图1 电压采样
图2 电流采样
1.2 升压型功率因数校正
设计电路，首先需计算电源指标[1]：
根据电源设计要求，可得输入电流最大有效值为3.83 A；输入电流有效值峰值为5.41 A；输入电流最大值平均值为3.45 A，输入电感电流最大峰值为5.95 A，由此计算相关参数。图3为升压型功率因数校正电路图。
图3 升压型PFC电路
1.2.1 部分参数的选取
图3电路设计的难点在于UCC28019电压回路参数的确定，其余参数结合经验及技术文档资料可得，这里就不再详述其参数的设计过程。使用多个并联低压降的二极管BYQ28E构成整流桥；并接一个低ESR的155 CBB电容滤除整流输出电压的高频成分；升压电感选用环形铁硅铝粉芯，其电感量取128 μH；输出滤波电容[Cout]取2个4 700 μF电容并联；取样电阻[R2]取0.1[Ω]的康铜丝；滤波电容[C9]取0.47 μF；电压[VIN]输入端电阻[R9]取10 kΩ，[R6]取170 kΩ；电压输入端电容[C8]取10 μF。
1.2.2 电压回路分析及参数计算
查阅UCC28019内部结构[2]，得电压回路方框图，如图4所示。
图4 电压回路方框图
传函[G2]为系统固有部分，[G3]为升压电路部分，[G1]由图5求得，[G4]由图6求得，两者均与UCC28019的参数有关。
图5 gmv控制器 图6 反馈装置
由图5、图6求取传函：
[G4=VsenseVout=R4（R3+R4）=50 000（50 000+310 000）=536]
[G1=VcompVsense=（VcompVOTA1）（IOTA1IOTA1）=（1+sR7C7）（C6+C7）s（1+sR7C6C7（C6+C7））gmv]
式中：gmv为常数，值为[42×10-6 μs]，令：
[w1=1（R7C7）， w2=（C6+C7）（R7C6C7）]
得：
[G1=（1+sw1）（C6+C7）s（1+sw2）]
[G1]环节相当于超前?滞后校正控制器，[G1]中[C7]变化影响系统的开环零、极点及开环增益；[C6]变化影响系统的开环增益，开环极点；[R7]变化影响系统的开环零点、极点。各参数变化均会影响系统性能。查文档得：
[G2G3=（M3VoutM1M2）（sw3+1）=49.5（s10.7+1）][w3=KFQM1M2V3inrmsK1R2V3outCout，M3=0.512，M1=0.484，M1M2=0.372，K1=7]
综合得：[G2G3G4=6.88（0.093s+1）。]
利用Matlab线性时不变工具LTIVIEW对[G2G3G4]仿真，波特图如图7所示。
图7 [G2G3G4]波特图
对PFC电路而言，系统传函的带宽要小于20 Hz（128.6 rad/s）[2]，结合图7仿真曲线，将系统的截止频率设置在[Wc=]100 rad/s，既满足带宽要求，又能有较佳的动态性能，此时[G1]在截止频率处需提供2.72 dB的增益进行补偿；为提高系统的相角裕度用[G1]中[w1]处的零点补偿开环传函[w3]处的极点；为提高系统的抗干扰能力，可将[G1]中的[w2]设置为高频段，取值为[2×π×50]Hz。
令[20lgG1（j100）=2.72，]得[C7=3 ]μF。
令[w1=1（R7C7）=10.7，C7=3 ]μF，得[R7=31 ]kΩ，取[R7=][30 ]kΩ，令[w2=（C6+C7）（R7C6C7）=2×π×50，]得[C6=0.1 ]μF。
综合得[G1=42×（1+s10.7）（3.1s（1+s314））。]
再次利用Matlab对系统开环传[G1G2G3G4]进行仿真，波特图如图8所示。截止频率在90 rad/s，与预期目标相比，截止频率略微前移，可对校正过程做些微调，但分析校正后系统性能，已达到较佳性能，可以不用重新设计。
图8 [G1G2G2G4]波特图
1.2.3 电流回路分析及参数选定
查阅UCC28019内部结构[2]，绘制其电流回路方框图，如图9所示。
图9 电流回路方框图
电流回路可实现电流跟踪电压，从而完成电压、电流同向，即实现高功率因数校正。
该回路电容参数代入公式计算，取[C5=]1 nF。
1.2.4 功率因数调整方法
由图8分析，[R7]变化影响[Vcomp]的幅值、相位，由图9分析，电流[Iin]跟踪[Vcomp。]而输入电压相位不受UCC28019控制，因此，调整[R7]的大小可以改变输入电压、电流的相位差，即调整功率因数。在电路设计中，为方便调整功率因数，将[R7]设置为滑阻。
1.2.5 优化设计，提高效率
为保证电源效率高，升压电路中的二极管、开关管尽可能用功耗小、恢复快的，如二极管BYQ28E，开关管IRF3710；反馈电阻尽可能用大的，可降低损耗；多个低压降二极管并联构成整流电路；减小开关管栅极串联电阻，串接小电阻，防止振荡；在栅极和源极并接大阻值电阻，减小开关管断开时的静态电流等。
2 实 验
设计一款基于UCC28019的高功率因数开关电源，主体电路如图1～图3所示。各元件参数采用上节的设计结果，搭建硬件电路，并制版，检测时在输入侧串接电参数测量仪测量系统功率因数、效率，输入端接至调压器输出端。当调压器输出24 V，输出电流在0.2～2.0 A变化时，负载输出实时用万用表检测，其值在35.9～36.1 V之间；电参数测量仪功率因数显示0.98以上，效率0.95；调整[R7]滑阻大小，功率因数可降至0.8；单片机测量能同步准确显示，整体满足设计要求。
3 结 论
利用UCC2809进行高功率因数开关电源的设计，可简化设计过程，但能否获得良好的性能，很大程度上取决于参数的选取，而参数的确定不能只由技术文档确定，而应结合深入理论分析的结果对参数进行适当调整。实验结果表明，采用有效的分析方法，对硬件电路的调试有事倍功半的效果。
参考文献
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【关键词】电子产品；电子系统；电源开关；可靠性；设计原则；研究
0.前言
现代科学技术水平不断提升，电子产品的换新换代也十分迅速，人们生活水平的提高，各个企业的竞争压力不断加剧，对于各类电子产品的质量、可靠性等均有了较高的要求。电源开关是电子系统中极为重要的构成部分，且运行时间长，其可靠性直接关系到电子产品的质量。一般国际认为可靠性是在一定的环境条件中，及规定的时间内，完成相应功能的能力，该内容适应性较为广阔，包括系统、设备、单元。其中故障的出现具有较大的随机性，而需要在设计的过程中即考虑到其可靠性的因素，对其的研究是十分有必要的。
1.合理选择电路拓扑
开关电源的拓扑形势较为丰富，一般常见的类型包括单端反激式、正激式、双单端正激式、双管正激式、双正激式、半桥式、推挽式、全桥式等。其选择推挽式或者全桥拓扑时，可能会产生单向偏磁饱和的现象，损害到开关管，而半桥电路能够自动抗不平衡，因此不会出现开关管损坏的情况。双单端正激式、中单端正激式、单端反激式、推挽式的开关管的承压能力是输入电压的两倍，在使用过程中如果是以60%降额使用，开关管的选型存在一定的困难。双管正激式、半桥电路开关管的承压能力有限，一般是电源的最大输入电压，按照60%降额使用，开关管的选用范围较为广阔。如果是进行高可靠性工程中，应选择双管正激式和半桥电路开关管，质量较为良好[1]。
2.校正功率因数
开关电源在运行过程中会产生谐波，对电网造成一定的污染，其周围的设备也会受到较大的影响，甚至损害到设备，影响其正常使用，或者在使用三相四线制的过程中，电流较大，容易出现事故，需要选择功率因素校正能力的开关电源，保障其运行的安全性。
3.合理的供电方式
根据供电形式的不同，可以将供电方式分为两个不同的类型，即集中式供电系统和分布式供电系统，二者的性质、特点、适应情况等均有较大的差异。其中分布式供电系统供电单元与负载的距离较近，优化了动态响应特性，且供电较为稳定，在传输过程中电能的损耗较少，效率良好，可靠性较高，也具有扩展功率的特点，因此一般电子系统会才采用分布式供电系统，设备的可靠性要求高也能够达到标准[2]。
4.控制策略的制定
针对不用的情况 ，需要合理选择电源开关的控制措施，才能到达良好的可靠性效果。如果电源的功率较小，一般情况下会采用电流型PWM控制，相较电压型控制，其能够逐周期对电流实施有效的限制，控制速度更快，且不会出现过流损坏开关管的问题，降低过载，防止出现短路的问题，且环路稳定，容易补偿，纹波也较小，并电网电压调整率良好，瞬态响应效率高。实践证明，电流控制的50W开关电源，其输出纹波约为25mV，电压控制性开关电源比电压控制型开关电源性能更加优越。由于开关损耗的影响，硬开关技术开关频率一般不会超过350kHz，软开关技术则是以谐振为基本原理，大幅度减少了开关的损耗，并能够提高开关频率，并达到兆赫级水平。运用了软开关技术的变换器，其具有较多的优点，包括开关损耗低、恒频控制、储能元件尺寸良好的适应性、控制范围较为广阔、负载的范围较大等，但是其有存在一定的局限性，即其无法应用于中小功率电源中，中小电源一般采用PWM技术，只能应用于功率较大的电源中[3]。
5.元器件的选用
元器件的各项质量、性能等对于开关电源的可靠性有着直接的决定作用，在选择时需要严格遵循一定的原则，才能够在保障开关电源的质量，具体原则有以下几点：①严格做好质量控制元器件的质量因素引起的开关电源的失效与工作应力没有直接的关系，因此需要选择质量良好的元器件，元器件在使用前需要进行严格的检验，将质量不达标的排除掉；②按照规范严格筛选元器件 相较锗半导体器件，硅半导体器件性能更加良好，因此应选择硅半导体器件。尽量选择集成电路，减少分立器件的数量，电路更加简单，也能够降低故障风险。开关管应选择金氧半场效晶体管，其驱动电路更加简单，损耗也更少。输出整流管应使用二极管，其软恢复性较为良好。金属封装、陶瓷封装、玻璃封装的器件相较塑料封装的器件质量更加良好，因此需要避免使用塑料封装的器件。一般情况不使用继电器，如果条件限制，需要使用继电器，应选择接触良好的密封继电器。一般不使用电位器，如果需要保留电位器，需要对其实施同封处理。由于有高频电流通过，容易升温，需要吸收电容器与开关管和输出整流管的距离不宜过大，且该类电容器需要属于高频，且损耗少，并能够耐高温。③应用环境因素 由于铝电解电容在特殊的情况下，其外壳会被腐蚀，容量不稳定、漏电流增加等问题，包括潮湿的环境、盐雾环境等，因此如果是处于舰船中，或者环境较为潮湿的情况下，尽量避免使用铝电解电容。在航天电子设备的电源中，在空间粒子的轰击下，电解质会被分解，因此也不适合于铝电解电容的使用[4]。
6.设置保护电路
电子系统的开关电源需要在较为复杂的条件下稳定的运行与工作，并出现荷载电压过大、过低、短路故障、高温、浪涌冲击等情况，因此需要设置不同的保护电路，使之能够适应不同的运行环境，能在各种恶劣环境下可靠地工作，提升器运行的稳定性。
7.开关电源的损耗
元器件在工作过程中会出现损耗，运行了较长时间后，损耗较为严重会造成元器件的失效，该现象属于自然损耗老化，工作应力对其没有影响。铝电解电容持续长时间处于高频条件下运行，会使得电解液逐渐损失，容量也会随之下降，如果电解液的损失量达到40%，容量则会减少20%；如果电解液的损耗量达到90%，容量则会减少40%，在该情况下，电容器芯子已处于干涸状态，失去了使用功能[5]。
8.总结
电源开关作为电子系统中极为重要的构件，其需要长时间的连续运行，且面临着较为复杂的运行环境。电源开关的特殊性，其无法进行相应的检修，而仅仅只能日常维护，因此其也较为容易出现各种故障，直接影响到电子产品的正常使用，需要进行可靠性设计。本文仅从一般的角度分析了电源开关的可靠性设计，在实践的设计活动中还需要设计人员结合实际的要求，不断的提升设计水平，保障电源开关的可靠性，提升电子产品的质量，给企业带来良好的经济效益及社会效益。[科]
【参考文献】
［1］徐小宁.开关电源可靠性设计研究[J].电气传动自动化，2009(03)：27-31.
［2］姚洪平,刘亿文,薛晨光.开关电源可靠性设计研究[J].电子制作，2013(17)：39.
［3］周真,侯长剑,王芳,王丽杰.基于BP神经网络的开关电源可靠性预计[J].电测与仪表，2009(01):64-68.
关键词: MSP430F155 开关电源 控制
MSP430系列单片机是美国德州仪器推向市场，属于16位超低功耗的混合信号处理器.该单片机将大量的模块整合到片内,采用存储器-存储器结构,即用一个公共空间对全部功能模块进行寻址,同时用16位精算指令组(RISC)对全部功能模块进行操作,其RAM单元也可实现运算.在MSP430系列单片机中,系统各个功能模块完全是独立运行的。本系统采用MSP430F155型号单片机。
一、系统逻辑电平转换电路
目前，很多设计中3V(含3.3V)逻辑系统和5V逻辑系统共存。器件对加到输入脚或输出脚的电压通常是有限制的。这些引脚有二极管或分离元件接到Vcc。如果接入的电压过高，则电流将会通过二极管或分离元件流向电源。例如3V器件的输入端接上5V信号，则5V电源将会向3V电源充电。持续的电流将会损坏二极管和电路器件。在等待或掉电方式时，3V电源降落到0V，大电流将流通到地，这使总线上的高电压被下拉到地，这些情况将引起数据丢失和元件损坏。另外，用5V器件来驱动3V器件有很多不同情况，同样TTL和CMOS间的转换电平也存在不同情况。驱动器必须满足接收器的输入转换电平，并要有足够的容限保证不损坏电路元件。
MSP430是典型的低工作电压芯片（工作电压1.8-3.6），通讯芯片ADM2483采用的5V供电。因此选用双电源的电平移位器74LVC07作为逻辑电平接口芯片。74LVC07的电平移位在其内部进行。双电源能保证两边的输出摆幅都能达到满电源幅值，并且有很好的噪声抑制性能。因此，该器件作为混合逻辑电平电路中的接口芯片是很理想的。
二、系统软件设计
本系统的软件设计使用C语言。并采用模块化结构设计，将各功能模块设计为独立的编程调试程序块，这样不仅有利于今后实现功能扩展，而且便于调试和连接，更有利于程序的移植和修改。系统程序由数据采集模块、参数计算模块、中断报警模块、内部存储模块、通讯中断模块、控制模块等几个组成部分。
下面分别介绍各主要模块设计：
1、 数据采集模块设计
MSP430F155内部集成的12位精度的A/D转换模块内置参考电平发生器和采样保持电路，最大采样速率达200Ksps，转换时间短，能适应输入信号的变化，且具有很强的抗干扰能力，能够满足系统的需要。控制器对二个信号进行采样，对应A/D转换通道的3, 4通道，分别为:模块的输出电压和输出电流。
为了确保采样点在同一个采样周期内，软件采用定时中断采样法。定时中断时间t=T/N，其中t为定时中断时间，N为采样的点数，采样点数的选择还要考虑测量数据的精度和运算速度的因素。以满足MSP430F155运行的需要。
2、 参数计算模块设计
控制器在现场运行中，总是存在着各种各样的现场干扰，为了保证控制器可靠的进行控制操作，必须尽可能大的抑制各种干扰和测量所引入的随机误差。为此，本系统除了在硬件上采用滤波技术之外，软件设计中，采样的电压、电流均采用了算术平均滤波法。算术平均滤波法对连续N次采样值进行算术平均，其数学表达式为Y 其中Y为平均值，Y为第i次采样值。算术平均滤波法对信号的平滑程度完全取决于N. N越大，平滑度越高，灵敏度越低。反之，平滑度低，灵敏度高。
由于本系统的实时性要求不是很高，而可靠性要求较高，因而滤波算法选取主要考虑计算的稳定。为了提高系统的计算速度，所有的计算均是边采样边计算。
3、 通讯模块设计
要保证通讯成功，单片机必须可以识别外部传来的附加在命令之上的数据，必须能够识别无效指令通信，单片机应能处理一些通信错误，并对错误做出相应的处理;不管收到任何传送给本机的命令，本机都应做出相应的响应。通信协议包含下面几个部分的内容:命令部分、数据部分、编号部分、误检测部分和起始字、结束字。
4、 FLASH型信息存储器读写程序设计
在恶劣的工作环境中，测控系统常常受到各种干扰。干扰的主要影响之一是破坏了系统正常工作所需的各种可编程常数以及测控得到的测量数据，从而使得整个系统的可靠性大为降低。因此，保护这些要求非易失性存储的关键数据不被破坏、确保数据的安全性对于测控系统来说是至关重要的。
本系统中，一些参数要由用户来设定，在系统断电以后，要求这些参数不会丢失。MSP430F155芯片集成有256字节的FLASH信息存储器，而且在编程时可以通过修改配置文件来将属于程序存储空间的地址划分为信息存储空间以适应所需保存的数据量的要求，因此，从数据的可靠性以及保存的数据量、擦写次数和硬件成本等因素考虑，本系统利用MSP430F155芯片片内集成的FLASH信息存储器来记录系统参数。
三、 软件抗干扰设计
1、 开关量输入输出的抗干扰措施
干扰信号一般都是很窄的脉冲，而开关量信号持续有效的时间较长。根据这一特点，可以对同一开关量信号连续多次采集或间隔一个很短的时间多次采集。间隔的时间可以根据有用信号的宽度和要求相应的速度来确定，连续两次或两次以上采集的结果完全相同才一认为有效。
在系统中，常常会用开关量输出电路IGBT等执行机构。这些执行机构动作时，往往产生干扰信号，有时这些干扰信号会通过公用线路反馈到输出接口，可能改变输出寄存器的内容，造成误动作。最有效的软件解决办法就是重复输出相同的数据给外部负载。如有可能，重复周期尽可能地短，使外部设备收到干扰信号还来不及作出反应，正确的输出信息又送到了，这样就可以防止误动作。
2、 模拟量输入输出的抗干扰措施
干扰信号作用到模拟量输入通道上，使A/D转换结果偏离真实值口对于微弱的模拟量信号，问题更为严重。如果仅仅采样一次，无法确定结果是否可信，必须多次采样，对采样序列值经过比较和处理后，才能得到一个较为可信的转换值。在本系统中，A/D滤波采用中值滤波法、算术平均值滤波等，以减少系统的随机干扰对采样结果的影响。
3、程序执行过程中的抗干扰素措施
如果干扰信号通过某种途径作用到CPU上，则CPU就不能按正常执行状态执行程序而引起混乱，即程序“跑飞”。程序“跑飞”后往往将一些操作数当作操作码来执行，从而引起整个程序的混乱。采用“指令冗余”，就是在一些关键的地方人为地插入一些单字节的空操作指令。当程序“跑飞”到某条单字节指令上时，就不会发生将操作数当成指令来执行的错误，即该条指令不会被前面冲下来的失控程序拆散，而会得到完整的执行，从而使程序重新纳入正常轨道。如果“跑飞”的程序落到一个临时构成的死循环中，冗余指令和软件陷阱都将无能为力，这时只有采用复位的方法强迫程序从头开始重新运行来使系统恢复正常。最常用的一种自动复位方法就是采用“看门狗”。
1 基本理论
开关电源的输出电压Vo是由一个控制电压Vc来控制的，即由Vc与锯齿波信号比较，产生PWM波形。根据锯齿波产生的方式不同，开关电源的控制方式可分为电压型控制和电流型控制。电压型的锯齿波是由芯片内部产生的，如LM5025，电流型的锯齿波是输出电感的电流转化成电压波形得到的，如UC3843。对于反激电路，变压器原边绕组的电流就是产生锯齿波的依据。
输出电压Vo与控制电压Vc的比值称为未补偿的开环传递函数Tu，Tu=Vo/Vc。一般按频率的变化来反映Tu的变化，即Bode图。
电压型控制的电源其Tu是双极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：
电流型控制的电源其Tu是单极点，以非隔离的BUCK为例，形式为：
各种电路的未补偿的开环传递函数Tu可以从资料中找到。本讲座的目的是提供一种直观的环路设计手段。
2 计算机仿真开关电源未补偿的开环传递函数Tu
2.1 开关平均模型
开关电源的各个量经平均处理后，去掉高频开关分量，得到低频（包括直流）的分量。开关电源的建模、静态工作点、反馈设计、动态分析等都是基于平均模型基础之上的。若要得到实际的工作波形，应按实际电路进行时域仿真（Time Transient Analysis）。
将开关电路中的开关器件经平均化处理后，就得到开关平均模型，用开关平均模型可以搭建各种电路。
以下是几个开关电源的平均模型仿真例子，从电路波形中看不到开关量，只是平均量，比如电感中流过的电流是实际电感中的电流平均值，电容两端的电压是实际电容两端电压的平均值等等。
2.1.1 CCM BUCK（连续模式BUCK）
先直流扫描Vc，得到所需的输出电压，即得到了电路的静态工作点。然后交流扫描，得到Tu的Bode图。Tu为双极点。此处Vc等同于占空比d。
2.1.2 DCM BUCK（断续模式BUCK）
按以上方法得到Tu，在DCM下，Tu变成单极点函数。模型CCM-DCM即可用于连续模式，也可用于断续模式。此处Vc仍等同于占空比d。
2.1.3 CCM BOOST（连续模式BOOST）
可以用模型搭建各种电路，如连续模式BOOST。
此处采用CCM-DCM模型可能仿真不收敛，为使仿真更好地收敛，建议什么电路模式采用对应模型。此处Vc也等同于占空比d。
2.1.4 Flyback
n是变压器变比，原边比副边；L是变压器原边电感量。此处V6等同于d。
2.2 受反馈电压控制的仿真
实际电路中，占空比d的产生主要有两种方法：电压控制和电流控制。仿真时，电压控制中d的产生方式如下：
Vc是反馈回路的输出电压，GAIN的放大倍数等于锯齿波幅值的倒数，若锯齿波幅值为Vm，则GAIN=1/Vm。
电流型控制中d的产生方式如下：
同上，Vc是反馈回路的输出电压；IL是用于产生锯齿波的电流信号，例如在BUCK电路中是输出电感电流，在Flyback中是变压器原边电流；V1是使电流上升的电压，V2是使电流下降时的电压；占空比d及d2是输出变量。
至此，我们可以得到控制电压Vc到输出电压Vo的传递函数Tu。下面是几个仿真Tu的例子。
2.2.1 电压型控制的CCM BUCK
上述几个例子中加入GAIN就变成电压型控制的仿真电路了。
2.2.2 电流型控制的CCM BUCK
转贴于 电流互感器将输出电感的电流信号变成电压信号IL，产生锯齿波，模型CPM将控制电压Vc与锯齿波比较产生占空比d的PWM波。MOS开通时，L1中的电流上升，使其电流上升的电压V1是Vg-Vo；Mos关断时，Vo加在L1上，使其电流下降的低电压V2=Vo。参数Rs是检流电阻，mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S，L是输出电感，fs是开关频率。
2.2.3 带变压器隔离的电流型BUCK电路
由于电路带变压器，所以平均开关模型也要用带变压器的模型CCM-T（带变压器的电流连续模式的模型）。参数Rs是原边检流电阻，n是变压器变比（原边:副边），mva是斜坡补偿的斜率，单位是V/S。
2.3 仿真实例
实际电路中，选用不同的控制芯片，控制电压Vc的产生方式是不同的。以下是几个我们在工作中经常用到的几种控制芯片的仿真实例。
2.3.1 带变压器隔离的电流型CCM（UC3843）
UC3843-1
UC3843自带的运放归为反馈回路，运放输出的电压作为控制电压Vc。V9芯片内部的两个二极管压降，GAIN的放大倍数等于芯片内的电阻分压。
此电路采用电流互感器采样原边电流，对于如下的采样电路，Rs=R/n，n是电流互感器的匝比（n:1）。
UC3843的斜率补偿，对于下图电路，补偿斜率 (V/s)
2.3.2
带隔离和电压前馈的电压型CCM（LM5025）
LM5025-1
V6对应于芯片内部反馈信号的1V压降，R、C为产生锯齿波的参数。
2.3.3准谐振反激电路 (UCC28600)
